引言

　　隨著現代技術的發展， 功率放大器已成為無線通信系統中一個不可或缺的部分, 特別是寬帶大功率產生技術已成為現代通信對抗的關鍵技術。作為第三代半導體材料碳化硅（ SiC） , 具有寬禁帶、高熱導率、高擊穿場強、高飽和電子漂移速率、化學性能穩定以及抗輻射等優點， 特別適合制造高溫、高頻、高功率和抗輻射的功率器件。用寬禁帶半導體制成的高溫、高頻和大功率微波器件可以明顯改善雷達、電子對抗系統以及通信系統等眾多電子信息系統的性能。已有文獻報道采用SiC 功率器件制作了寬帶脈沖功率放大器， 并進行了性能測試和環境試驗， 證實了SiC 功率器件可靠性較高、環境適應能力較強等特點。

　　利用SiC 寬禁帶功率器件設計實現了寬帶高功率放大器， 工作頻率帶寬500~ 2 000 MHz, 輸出功率超過100 W, 通過對放大器進行性能測試， 發現SiC寬禁帶功率器件具有工作頻帶寬的優勢。測試結果表明利用該方法設計寬帶功率放大器是可行的， SiC 寬禁帶功率器件具有較寬的工作帶寬。

　　1 設計方案

SiC 寬禁帶功率器件具有高功率、寬頻帶和耐高溫的特點。CREE 公司生產的SiC 器件比較成熟，器件性能較好。因此， 選用了CREE 公司2 種商用功率器件， 其功率量級分別為10 W 和50 W, 其型號分別為CRF24010 和CRF24060, 性能指標如表1所示。

表1 SiC 功率器件性能參數

　　該功率放大器模塊采用了2 組電源電壓分別為+ 12 V 和+ 48 V, 前級激勵功率采用GaAs 電路實現， 末級選用SiC 微波功率晶體管進行功率放大。

　　根據技術指標要求， 選用5 級放大電路實現增益和功率電平分配。前級GaAs 單元電路為2 級放大：

　　第1 級采用HE641D 集成功率放大器， 增益25 dB,輸出功率25 dBm, 第2 級采用FLL177ME 功率管， 增益8 dB, 輸出功率32. 5 dBm（ @f = 2. 3 GHz） ; SiC 單元電路采用3 級放大鏈路， 由GaAs 單元電路激勵信號經第3 級CRF24010 的10 W 的SiC 放大器進行放大， 再經過第4 級CRF24060 SiC 放大器放大， 輸出的射頻能量經過4 路功率分配器后分別推動4 只50 W的SiC 放大器再次放大， 最后再由4 路功率合成器功率合成后得到大于100 W 的連續波功率。

　　研制的功率放大器模塊是為了滿足某工程需要。工作頻率：500~ 2000 MHz，連續波輸出功率：≥100 W, 總增益≥50 dB, 雜波抑制： ≤ - 60 dBc; 工作溫度：- 10~ + 50℃ 。

　　2 放大器優化設計步驟

　　放大器級設計要兼顧寬帶放大器和功率放大器2 個方面的設計要求： 寬帶放大器設計需要特有的拓撲結構、寬帶匹配網絡和寬帶偏置網絡； 而功率放大器則需要特有的拓撲結構、大信號下的輸入輸出阻抗、精確的非線性模型和散熱等。每個單獨的問題都相對容易解決， 但當它們都變成寬帶問題時， 設計難度將會倍增。而且當頻帶寬至多倍頻程時， 每個環節的設計都是巨大的挑戰。根據總體的設計要求， 放大器設計分為2 個部分： 驅動級部分和末級功率級部分， 由于HE641D 為集成功率放大器， 不需要匹配網絡， 所以在優化設計過程中沒有考慮在內。

　　驅動級部分包括FLL177ME、CRF24010 和CRF24060三級功率放大； 末級功率級部分主要是4 只CRF24060 功率合成。

　　2. 1 驅動級設計

　　由于FLL177ME 功率管只有小信號S 參數， 而CRF24010 和CRF24060 有精確的大信號模型， 所以驅動級設計采用整體設計和單管獨立設計再串聯的綜合設計方法， 對FLL177ME 功率管采用小信號參數模擬方法， 對SiC MESFET 功率管CRF24010 和CRF24060 利用精確的非線性模型， 采用整體設計，通過ADS 設計軟件， 運用小信號和諧波平衡仿真方法對設計電路進行優化。在軟件中建立網絡拓撲模型是寬帶放大器設計的關鍵， FLL177ME 功率管放大器CAD 設計電路原理圖如圖1 所示。

圖1 FLL177ME 電路拓撲

　　在對功率管CRF24010 和CRF24060 整體電路設計中， 綜合考慮功率管間的參數匹配， 充分利用器件之間的參數耦合彌補單器件性能的不足， 從而獲得較高的整體性能。為了解決放大器的功率增益隨頻率升高而下降的問題， 采取“補償匹配技術”， 適當地使輸入和輸出匹配網絡失配， 從而補償正向增益| S21| 隨頻率的變化。CRF24010 和CRF24060 功率管級聯CAD 設計電路原理圖如圖2 所示。

圖2 CRF24010 和CRF24060 電路拓撲

　　負反饋是改善放大器帶寬的有效措施之一。由于微波管增益隨頻率升高而下降， 采用負反饋可以降低頻率低端增益， 改善增益平坦度， 減小晶體管參數的離散性對放大器特性的影響。F177ME 和CRF24010 功率管采用負反饋技術來展寬放大器的帶寬， 獲得平坦的增益， 降低輸入輸出駐波比。采用電容、電阻串聯的負反饋方式可以大大增加穩定性，減少噪聲損失， 并且可以改善系統增益的平坦度。

圖3 CRF24060 電路拓撲

2. 2 功率級設計

　　功率級通過3 dB 電橋進行4 路CRF24060 功率合成， 設計的重點是CRF24060 單管放大器輸出功率的設計。設計功率放大器完全不同于小信號放大器的設計， 其輸出電路首先要滿足高的集電極效率和足夠的飽和輸出功率， 要在輸出功率和增益之間合理設計， 將同時滿足功率輸出和增益要求的輸出負載作為功率管的輸出阻抗精心設計。由于功率管的增益隨頻率升高而下降， 且每個倍頻程增益下降約6 dB, 因此， 輸入匹配電路要采用衰減—— 頻率特性具有一定斜率的網絡， 使匹配網絡在頻率降低時產生失配， 而且由失配產生的衰減要近似按每倍頻程6 dB的規律增大， 從而抵消功率管增益變化的影響，保證放大器功率增益的平坦性和輸出功率的帶內起伏小。CRF24060 功率管的電路拓撲如圖3 所示。

　　采用微波CAD 軟件ADS 對電路拓撲結構進行優化， 主要通過諧波平衡仿真的方法對輸出功率和諧波等大信號進行仿真優化。

　　2. 3 偏置電路設計

　　在射頻放大電路的設計中， 容易忽視直流偏置電路的設計。如果直流偏置電路設計不當， 會影響射頻放大電路的功率增益和噪聲系數， 甚至會導致放大電路的不穩定。通常根據特定電路的需要進行有針對性的偏置電路的設計。在直流偏置電路的設計中， 電路的穩定性是一個非常重要的指標。

　　偏置電路影響放大器的頻響特性和穩定性， 所以設計時必須仔細考慮。在高頻段， 偏置電路對功率放大器的匹配網絡有很大影響， 應作為匹配電路的一部分來考慮。在CAD 仿真過程中， 偏置電路一并進行仿真， 達到在工作頻段內隔離直流和射頻信號的作用， 在不影響匹配的情況下， 濾除功率器件的各種雜散信號。

　　在前面設計的匹配電路的基礎上， 利用ADS 軟件對整個電路進行級聯仿真和優化， 小信號增益仿真結果如圖4 所示。

圖4 增益仿真與測試結果
3 模塊制作與測試

　　基板材料采用CER- 10 板材， 介電常數9. 8, 厚度1. 19 mm。在版圖大小和損耗允許的情況下， 基板厚度增加， 可以避免PCB 板彎曲。微帶傳輸線的寬度及離地的距離應嚴格按照ADS 計算的結果鋪設。根據以上方法， 設計制作了寬帶功率放大器模塊， 制作出電路后， 需要放大器模塊進行調試， 反復的調試工作是功率放大器設計完成的保證， 系統仿真并不能替代功率放大器的調試工作。經過調試后， 對寬功率放大器模塊主要性能指標進行了測試，常溫下測試結果如表2 所示， 增益測試曲線如圖4所示。為了滿足工程環境要求， 對其做了輸出功率高低溫試驗， 高低溫試驗結果如表3 所示。

表2 寬帶功率放大器測試數據（ 常溫）

表3 寬帶功率放大器輸出功率測試（ 高低溫）

　　4 測試結果分析

采用4 只CRF24060 SiC 寬禁帶功率器件合成出了100 W 以上功率放大器， 工作范圍達到了500~2 000 MHz, 成功實現了多倍頻程工作帶寬， 體現出SiC 寬禁帶功率器件輸入、輸出特性阻抗較高， 比較容易實現寬帶電路匹配， 適合寬頻帶工作。從圖4增益仿真與測試結果對比可以看出存在一定差異，特別是在頻率高端， 主要是由于仿真模型的理想化與實際電路存在損耗及加工制作誤差等原因所致，但測試結果滿足工程需要的各項指標要求， 證明了設計方法的可行性。

　　SiC 寬禁帶功率器件的工作電壓為48 V, 工作時漏極電流較小（ 1. 0 A 左右） 。SiC 寬禁帶功率器件具有高工作電壓、小工作電流的特點。減小工作電流， 在工程中可以減小由于電源供電帶來的損耗，提高電源供電效率。

　　從高低溫試驗結果看， 輸出功率較常溫下有所下降， 高溫工作時， SiC 功率器件輸出功率隨環境溫度升高而減小的速度約為- 0. 05 dB/ 10 。可見，應用寬禁帶功率器件可以提高功率放大器的環境適應能力， 使放大器可以在高溫、溫度變化大的環境中工作。

　　5 結束語

　　利用SiC 寬禁帶功率器件結合GaAs 功率器件設計制作了500~ 2 000 MHz 波段寬帶功率放大器，滿足工程需要的各項指標， 證實了ADS 設計軟件能夠提高設計效率， 體現出SiC 寬禁帶功率器件工作帶寬較寬、增益帶寬積指標較好、可靠性較高和環境適應能力較強等特點， 可以應用到實際的工程中。