陽鵬飛

　　(湖南工業大學，湖南 株洲 412008)

　　摘要：當代傳統的二、三電平變換器已不能滿足高電壓，大容量光伏并網系統的要求，而模塊化多電平換流器（MMC）因具有易擴展、功率器件容量大、諧波含量低等特質而成為光伏發電領域的新研究。本文介紹了光伏并網中的最大功率點跟蹤技術（MPPT）和模塊化多電平換流器（MMC）拓撲結構的特點、控制方法，提出一種基于MMC子模塊控制的光伏并網系統及控制方式，即在模塊化多電平換流器中的每一個子模塊中通過DC/DC變換器并聯一組光伏陣列，系統控制是電壓外環提供與電網同步的參考電流，電流內環則實現并網電流的調節，MPPT則采用電導增量法實現，從而得到每一個子模塊的參考電壓，閥級控制采用正弦載波移相脈寬調制（CPS-SPWM）來調制MMC，利用PSCAD/EMTDC仿真軟件搭建一個9電平的MMC光伏并網模型。結果表明：基于MMC的光伏并網系統在子模塊獨立控制下成功并網行，而且具有電網諧波少、光伏能源利用率高的優勢。

　　關鍵詞：模塊化多電平換流器;光伏并網;最大功率點跟蹤;子模塊;PSCAD/EMTDC

　　0 引言

　　目前，新能源發電技術已經成熟，隨著可再生能源產業的迅速發展，光伏發電所占比例越來越大，電力系統對光伏發電提出了更高的要求，提高并網逆變器容量、加強光伏發電效率將是今后光伏并網的研究重點 ^[1] 。

　　目前最常用的逆變器為二電平或者三電平，適用于低電壓場所，而且對于功率器件損耗較大。為了提高太陽能利用率，使其工作在最大功率狀態，許多學者都致力于研究光伏陣列最大功率跟蹤(maximum powerpoint tracking，MPPT)技術，對于逆變器拓撲結構的研究較少 ^[2] 。模塊化多電平技術發展迅速，將級聯式多電平拓撲結構與分布式發電相結合逐漸成為熱門。針對這種情況，許多研究人員都在從事模塊化多電平換流器（MMC）的研究，文獻 ^[3-5] 針對MMC展開了一系列研究，可是并沒有應用在光伏并網系統；文獻 ^[6-7] 把MMC應用到了光伏并網系統，但是其仿真模型都是在Matlab/Simulink上搭建的，具有局限性；文獻 ^[8] 提出將MMC 運用在低壓集中式并網模式的光伏系統中，并把雙閉環控制與最大功率點跟蹤技術結合在一起，但是對MMC 研究不夠深入，而且拓撲結構單一。

　　所以，為了解決大型光伏并網發電系統目前所存在的上述問題，本文提出一種基于MMC子模塊獨立控制的光伏并網系統，對MMC與光伏陣列結合的子模塊拓撲結構進行了詳細的介紹和分析，著重研究了新型子模塊的的原理和控制方式，把本文設計的MMC新型子模塊與一般MMC子模塊對比，說明其特點。通過這種結構，可以提高光伏陣列的太陽能利用率，滿足對每一個光伏陣列的單獨控制、適合高電壓等級的要求，而且對電網的諧波污染少，最后通過PSCAD/EMTDC仿真軟件驗證了該系統的有效性。

　　1 基于MMC的新型光伏拓撲及原理

　　MMC拓撲通用結構如圖1所示。本文設計的MMC總體三相結構跟傳統MMC一樣，由3個相單元構成，每個相單元包含兩個上下橋臂以及上下換流電抗L，總共6個橋臂，1個橋臂由N個子模塊級聯構成。目前常見的子模塊有是半橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中半橋型子模塊應用最廣泛。所以本文基于半橋型子模塊設計一種將光伏陣列、DC/DC變換電路和SM 組成的MMC子模塊拓撲，命名為PSM，其拓撲結構如圖2所示。

　　本文提出的PSM拓撲結構跟一般PSM不同的是;在每一個子模塊中，PSM出口端并聯了一個由IGBT和大電阻R組成的旁路，在AB端口處并聯了一個高速開關K1和一個晶閘管K2。當子模塊發生故障時，K1閉合用于保護子模塊，K2用于保護D2。DC/DC變換電路與SM之間并聯1個大電容，當電壓過大或者MMC閉鎖時，IGBT導通，使大電阻R用于電容的緩慢放電。

　　2 PSM模塊運行原理

　　正常工作狀態下，保護電路并不會起作用。其中DC-DC電路用于追蹤光伏陣列最大功率點，系統運行之前，光伏陣列經DC-DC電路給電容預充電，當電容電壓都達到預定值后解鎖各子模塊。設ISM電流流入方向為正，根據電流 ISM的方向以及開關S1和S2的狀態，子模塊的輸出電壓在UC和 0 之間切換。具體的開關狀態由表 1 可見，其中“1”代表開關導通，“0”代表開關關斷。

　　2.1 MMC逆變器的工作原理

　　以A相為例對MMC逆變器的原理進行闡述。先不考慮電抗L的作用，uap和uan分別為上、下橋臂直流側電壓，直流側的正負母線相對于參考點ｏ的電壓分別為Udc/2和-Udc/2，usa為A相交流輸出側的電壓，得到公式

　　為了維持直流電壓的穩定，每個相單元中投入的子模塊數量是相等且不變的，由此可得

　　以本文所搭建的9電平MMC逆變器為例，在每個橋臂上串聯8個子模塊．為了能夠使逆變器輸出的波形接近正弦波，單相橋臂的投入模塊個數按照正弦規律變化，且上下橋臂子模塊對稱互補投入，設輸出電平數Nlevel和橋臂模塊數N，滿足下面公式：

　　其中，nap為上橋臂投入子模塊個數；uan為下橋臂投入子模塊個數。

　　3 基于MMC子模塊的控制策略

　　3.1 子模塊中光伏陣列的MPPT控制

　　圖3給出了PSCAD軟件中搭建的Boost電路以及MPPT控制，由光伏陣列、DC/DC變換電路組成。

　　為了實現光伏陣列最大功率點的追蹤控制，本文采用電導增量法MPPT控制 ^[9] 改變Boost電路中晶閘管的占空比D，使光伏的輸出電壓與在最大功率點處的電壓相等，這里不再贅述，控制過程如圖4所示。

　　設MMC交流側輸出電壓和電流為Ua(t)和Ia(t)，則

　　相應的公式為：

　　其中MV和MI分別為電壓調制比和電流調制比，由于MPPT控制穩定了子模塊的電容電壓，在三相自然對稱的工況下，又可以推導出橋臂輸出電壓公式為：

　　以A相為例驗證，在本文所提的MMC拓撲結構中，A相上、下橋壁的輸出電壓符合公式（6），又因為MMC換流器6個橋臂工作原理和電氣狀態一致，所有橋臂都遵循自然平衡的規律。因此，各橋臂之間不再附加平衡控制。

　　3.2 基于子模塊的并網控制

　　本文設計的MMC并網控制框圖如圖6所示，整體控制是基于電壓外環控制和電流內環控制。電壓外環主要負責為電流內環采取與電網同相位的參考電流Iref，其幅值由直流側電壓參考值Uref與實際電壓Upv相減再經過比例積分環節得到，相位可以通過PLL跟蹤網側電壓得到。電流內環主要作用是控制逆變器輸出電流Ig盡可能向參考值Iref靠近。

　　3.3 閥級調制策略

　　閥級采用的調制方式為載波移相調制策略 ^[8] （CPS-PWM）。調制原理如圖7所示。

　　調制流程為：對于每個橋臂中的N個子模塊，采用相同開關頻率的SPWM，使它們對應的三角載波依次移開1/N三角載波周期，即每一個子模塊三角波之間相差2π/N 相位角，然后應使上、下 2 個橋臂的調制波相差180°，再讓每一個子模塊的載波與對應的調制波進行比較，產生出N組PWM調制波信號，這樣在任意時刻每個相單元中上、下 2 個橋臂被觸發投入的模塊個數互補且為N，保證了在任意時刻每個相單元都有 N 個子模塊投入。各相橋臂調制波的相角參考見表2所示：

　　本文利用PSCAD/EMTDC電力系統電磁暫態仿真軟件 ^[10] 搭建了一個基于MMC子模塊控制的光伏并網模型，每一相電壓為8個子模塊構成的9電平。仿真時間為5 s，設置直流側參考電壓為4 kV，每一個子模塊中光伏陣列的參數見圖8。

　　該光伏陣列由250個模塊串并聯，每個模塊串串聯22個光伏模塊，每個光伏模塊由36個光伏電池單元串聯。光照強度選用標準的1000 W/m 2 ，溫度25 ℃。采用電導增量法時的仿真見圖9，可以看出，接近0.6 kV時，光伏陣列輸出效率最佳。

　　子模塊經過MPPT穩壓后的電容電壓見圖10，可以得知參考電壓為0.6 kV。

　　經過MMC逆變后輸出的三相交流電壓波形見圖11。

　　三相交流電流波形見圖12。

　　采集A相電流進行THD分析，得到結果如圖13所示。

　　由此可知，本文設計的MMC與光伏整合的拓撲結構，在經過子模塊獨立控制策略之后，成功并網。其中THD=0.27%，符合國際標準IEEE1547中并網電流質量的要求。

　　5 結論

　　本文對MMC與光伏陣列相結合的拓撲結構進行了詳細分析，對其中各個環節的控制策略進行了詳細的說明，并在PSCAD/EMTDC仿真軟件中搭建了一個9電平的仿真模型來進行驗證，仿真結果表明，輸出電壓由多個PSM模塊輸出電壓疊加而成，可通過增減PSM模塊適應多電壓等級需求環境，與傳統的兩級逆變并網結構相比更具有靈活性。另外，經過本文子模塊獨立控制策略的并網系統能夠同時完成MPPT控制和并網電流控制，輸出電流為多電平，諧波含量低，減小了對接入電網的諧波污染，適用大電容、高電壓的場合，雙閉環的控制策略切實有效。

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　　本文來源于科技期刊《電子產品世界》2019年第7期第40頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處