摘要：驅動電路的設計是LED照明設備中的核心部分，驅動電路的好壞直接影響到了光源是否高效節能工作。而基于不對稱式半橋諧振變換器設計的驅動電路在大功率LED中應用較多，本文即針對不對稱式半橋諧振變換器進行了分析，橫向對比SRC、PRC、LLC諧振變換器后，對性能最好的不對稱式半橋LLC諧振變換器做仿真分析，獲得了相關計算數據，驗證了LLC不對稱式半橋諧振器具有優良性能，并提出了優化方法。
關鍵詞：LLED驅動；不對稱；LLC諧振器；性能仿真

近年來隨著“節能減排、低碳社會”的持續深入建設，LED照明技術得到了長足發展，LED(Light Emitting Diode)是一種新型半導體固態光源，具有節能環保、長壽命等顯著優點，因此，在全球能源日趨緊張和環保壓力日益加劇的情況下，使用LED半導體照明是最佳選擇。作為LED照明最核心的部分，驅動電路也為了適應不同市場不同要求而發展出眾多的設計架構。不同的架構直接影響著光源的發光效率和常態壽命。從目前已研發出的驅動電路品種來看，輸入整流-PFC調整-DC／DC-輸出端分塊已成為綜合情況最合理的設計模式。但是這種設計模式更多的是按經驗摸索而來，還缺乏對局部電路深入的分析。本文就根據主流設計電路結構，對驅動電路中重要組成部分-諧振變換器做細致對比分析，研究常用的3種諧振變換器各自特點。這3種諧振變換器分別：串聯諧振變換器(SRC)、并聯諧振變換器(PRC)、LLC型諧振變換器。其中LLC型諧振變換器為不對稱式半橋設計，橫向對比3種變換器特點后，針對理論分析最優良的LLC型諧振變換器做電路仿真分析，得出電路相關參數，獲得了電路的仿真數據，驗證了電路功能，得出了LLC型不對稱式半橋諧振變換器在抑制驅動電路噪聲、減小對反饋電路和其它電路
結構不良影響上具有較好作用。

1 3種變換器的基本分析
LED驅動電路特別是大功率驅動電路中目前普遍要求實現增大功率密度，縮小設計尺寸的目標，但是這又和開關損耗這一存在事實相抵觸，于是出現了替代傳統變壓器-濾波器的諧振切換技術。諧振切換技術按正弦波處理功率，并且開關器件可以很方便地軟換向。因此，開關損耗和噪聲可大幅度減少。常規諧振器使用串聯的電感作為諧振網絡，負載連接有兩種基本結構：串聯和并聯。
對于串聯諧振變換器(SRC)，原理圖如圖1所示，整流負載網絡與一個LC諧振網絡串聯。諧振網絡與負載作為一個分壓器，通過改變驅動電壓Vd的頻率，改變諧振網絡的阻抗。輸入電壓將分配到這部分阻抗和反射負載上。因為是一個分壓器，SRC直流增益始終小于1。在小負載條件下，負載阻抗相對于與諧振網絡的阻抗非常大，全部輸入電壓落在負載上。這使得我們很難在小負載條件下調節輸出。理論上，在沒有負載的情況下調節輸出，頻率會變為無限大。

對于并聯諧振變換器(PRC)，原理圖如圖2所示，整流負載網絡與諧振電容是并聯的。由于負載同諧振網絡是并聯的，因此不可避免地存在著大量的循環電流。這使得人們難以在大功率場合下使用并聯諧振電路。
為了解決傳統諧振變換器的局限性，提出了LLC諧振變換器。一般來說，LLC諧振拓撲包括3部分：方波發生器，諧振網絡和整流器網絡，如圖3所示。

對比常規諧振器，LLC型諧振變換器具有許多優點。首先，它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時開關頻率變化相對很小。第二，它可以在整個運行范圍內，實現零電壓切換(ZVS)。最后，所有寄生元件，包括所有半導體器件的結電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都是用來實現ZVS的，工作原理和基波近似。圖3中，Lm是變壓器激磁電感，LLC諧振變換器的工作原理和傳統LC串聯諧振變換器是類似的。唯一不同的是，激磁電感相對較小，因此Lm和Cr之間的諧振會影響變換器的工作。由于激磁電感較小，存在著相當大的勵磁電流(Im)。
在方波發生器部份，通過每次切換以50％占空比交替驅動開關Q1和Q2產生方波電壓Vd。方波發生器級可設計成一個全橋或半橋型。
諧振網絡包括一個電容器，變壓器的漏磁電感和激磁電感。諧振網絡可以過濾掉高次諧波電流。因此，即使方波電壓應用于諧振網絡，基本上只有正弦電流允許流經諧振網絡。電流(Ir)滯后于施加于諧振網絡的電壓(也就是說，方波電壓(Vd)的基波施加到半橋上)，這允許零電壓開啟MOSFET。當電流流經反向并聯二極管時，MOSFET開啟電壓為零。
整流網絡通過整流二極管和電容器調整交流電，輸出直流電壓。整流網絡可設計成一個帶有電容輸出濾波器的全波橋或中心抽頭結構。
相對于串聯、并聯布局方式，LLC諧振變換器調頻控制輸出電壓不受寬電壓輸入時占空比缺失的影響，副邊整流二極管零電流關斷克服反向恢復損耗，更以其同時兼具空載工作能力和適應較寬輸入電壓的能力，理所當然的受到業界的歡迎。

2 電路仿真分析

在圖5中，fo是由Lr決定的諧振頻率，Cr由Lp決定的，fp由Cr決定。從仿真結果我們可以確認，合適的工作范圍是當諧振頻率處于fo和fp之間的時候，即37～61 kHz之間。當負載Q變小的時候，峰值增益頻率會隨之向fp移動，當負載Q變大的時候，峰值增益頻率會向fo移動。

如圖6所示，LLC諧振變換器中副邊二極管上的電壓應力比較小，這是因為副邊二極管上的電壓應力是輸出電壓的2倍，因此，在LLC諧振變換器中可以選擇耐壓比較低的二極管，從而可以提高電路的效率。Q1此時實現了ZVS開通，副邊整流二極管是ZCS(零電流)關斷，而且此時的MOSFET的ZVS開通及整流二極管ZCS的關斷較為容易實現。這樣大大減小了電路中的損耗，提高了LLC變換器的效率，有些LLC變換器的效率甚至可以達到95％，這個效率相當可觀。同時，LLC諧振變換器中上下開關管的占空比是相等的，從而導致變壓器不會產生直流偏置現象，從而輸出純凈的直流信號，驅動LED光源穩定工作。這樣的優點使得LLC式電路能夠較好的完成大功率LED驅動電路中的變換工作，實現高功率因數的目標。

3 優化
在實際電路中，由于通常會在LLC諧振變換器前端接入PFC級以保證輸入信號的穩定，所以只需考慮輸出端，以實現優化。而最重要的參數為Lm，下面即對Lm考慮優化參數。在f=fr時，變換器有著最大的的變換效率，因此可以將最低輸出電壓時的頻率f設為fr，這樣整個電路任何時候的工作頻率都符合ffr的條件，同時利用f=fr，即可求出任意負載時的最優的Lm：
當開關管關斷時有Lm上電流ilm最大值

另一方面要實現開關管的ZVS，必須在死區時間內讓即將開通開關管的結電容放電直到電量放完，電壓降到零而已關斷的開關管則同時將其結電容充電電壓充到輸電壓，于是有

另外，實驗證明在實際的半橋LLC諧振變換器設計中，磁芯材料也是決定Lm大小的因素之一，選擇合適的磁芯材料能達到Lm大小與變壓器自身損耗之間有一個比較優化的組合，因此這也是優化，Lm時需要考慮的。

4 結束語
通過對3種布局的諧振器理論分析和LLC布局的電路仿真，驗證了LLC的電路功能，闡述了LLC布局方式優點的內部機理，最后提出了LLC諧振轉換器的最佳Lm優化方法。