從這個傳輸函數可以看出， 它的線性度依賴于電阻R2/R1的相對比值。式子的右邊形成了T/T+1的形式， 這就意味著由于MOS管所引入的非線性位于反饋環路的里面， 環路增益T=A (R1||ZX)/(R1||ZX+R2) 在濾波器的帶寬內有效減小了MOS管的Vds， 從而提高了線性度。但是， 這種線性度的提高會隨著輸入頻率的增加而減弱。當輸入信號頻率到達濾波器的截止頻率時， 環路增益T將變成單位1， 從而失去提高線性度的作用。

　　2.2 自動調節電路

　　本文所設計的自動調節電路利用開關電容來實現精確時間常數的控制， 從而實現一個主從結構的自動調節網絡。其結構如圖4所示。圖4上面的部分左邊是連續時間通路和開關電容通路， 連續時間通路的時間常數是ReqCint， 開關電容通路的時間常數是Cint/fclkC1。兩個時間常數的差會反映成積分器的輸出端電壓， 這個電壓通過右面的電路可形成電流舵MOS管的控制電壓Vc+和Vc-，從而改變連續時間通路的時間常數。當平衡時，Req=1/fclkC1。圖4下面的部分用來確定電流舵MOS管控制電壓的共模部分。控制電壓的共模Vcm是由電壓的比例常數F來確定的。在整個環路中， 要設計一個大的時間常數RpCp并使其成為環路的主極點， 以穩定整個環路。

圖4 頻率調節電路圖

　　2.3 濾波器結構

　　根據電力網載波通信系統對濾波器的指標要求， 結合線性度提高技術和自動調節技術， 本文所設計的四階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器的結構如圖5所示。圖中帶交叉箭頭的盒子代表電流舵MOS管組成的可變電阻。該電路在設計時同時采用了動態范圍優化技術。

圖5 四階切比雪夫Ⅰ型低通濾波器結構圖

　　3 仿真結果分析

　　本文介紹的整個濾波器的設計是在SMIC0.18 -um CMOS 工藝下完成的， 設計面積為545μm×290μm。濾波器的頻率響應如圖6所示。

　　在PVT變化時， -3dB截止頻率在164kHz～167kHz內變化， 可滿足系統的指標要求。

圖6 濾波器的頻率響應圖

　　4 結束語

　　通過仿真結果顯示， 本文的設計方案， 無論是在頻率自動調節和響應， 還是在濾波器的線性度方面， 均可滿足系統的設計指標要求。因而是一種可行的設計方案。