通道數目（并聯模塊數）的確定

　　前面已經說過，交錯控制可以減小輸出電壓的紋波，提高紋波頻率，使輸出濾波電容和解耦電容最小。同時交錯控制還可以改善散熱條件，使封裝方便。模塊并聯的最佳通道數目n與VRM的成本有關。研究表明，輸出電流越大，電感制造越困難，還要加散熱器，增加了成本。但多通道SR－Buck轉換器在小電流時成本也要上升。以500 kHz，12 V輸入，1.5 V輸出的VRM為例，在不加散熱器的情況下，單通道（n＝1）SR-Luck轉換器只適用于30A以下的VRM；當輸出電流為50A時，如果不用多通道方案而仍用單通道方案時，則為了得到所需要的瞬態響應，設計時必須要用大量的濾波電容和解耦電容，使電源的體積增大。對于輸出電流為50A的VRM以n取2～3為宜；對于輸出電流為100 A的VRM，則n取4是比較合適的。

　　折中考慮瞬態晌應和VRM效率

　　在設計時，不僅要考慮VRM輸出紋波的大小，而且還要從瞬態響應和VRM效率兩者折中考慮。例如，設計時希望VRM的輸出濾波電感要小，這樣可以使瞬態響應快。但是減小電感會使輸出電流的紋波增大，從而增大了電流的有效值，使導電損耗加大。又由于電感電流峰值的增加，使Buck開關的關斷損耗加大，囚而VRM的效率下降。此外，提高開關頻率，也會使瞬態響應變好，但這樣會提高開關的關斷損耗，降低VRM的效率。所以在設計時必須折中考慮瞬態響應和VRM效率，來選擇通道數、開關頻率和LC濾波參數等。

　　把得到輸出響應最快而效率又最高的最大電感，稱為臨界電感（Critical Inductance）。對于常規的SR-Buck轉換器，由于所需要的濾波電感較大，要同時滿足下一代微處理器的低電壓、大電流、高速轉換、高轉換效率，并使瞬態電壓變化在±2％范圍以內等要求，則需要很大的解耦電容、但是安裝的空間是有限的，增大解耦電容的方案是無法實現的。為此，有的文獻提出用輸出電壓紋波小，因而濾波電感也可以小的多通道準方波（QSW）SW－Buck轉換器方案作為新一代微處理器的VRM。

　　當VRM的輸出電流i有一個突變△Imax時，為了保持輸出電壓Uo在電壓調整的范圍△Uo以內，所需要的最小濾波電容CF min可以用下式來計算

　　式中 LF--總輸出濾波電感。

　　下面介紹一個參數設計的例子：

　　給定VRM的參數包括：輸入電壓12 V，輸出電壓0.9～1.5 V，輸出電流0～50A，電流轉換速率為50A／μs，輸出電壓紋波為5％。開關頻率為400 kHz，采用雙通道SR-Buck轉換器，通道數目n＝2。

　　折中考慮瞬態響應和VRM的效率，選擇總輸出濾波電感為LF＝500 nH，每個SR-Buck轉換器的濾波電感LF/2=250 nH。輸出濾波電容CF＝19 mF，其中包括21只220pF／2.5 V POSCAP，27 33μF／2.5 V陶瓷電容，9只1500 μF／4V鉭電容。

　　按照上述設計，VRM樣機的實測效率為81％（負載為50A），均流誤差不大于5％。