高頻脈沖交流環節逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時的電壓過沖現象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖現象和實現周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。

1 高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族

高頻脈沖交流環節逆變器電路拓撲族，如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優點。

圖1(a)及圖1(b)所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場合，圖1(c)～圖1(f)所示橋式電路適用于高壓輸入變換場合；圖1(a)，圖1(c)及圖1(e)所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場合，而圖1(b)，圖1(d)及圖1(f)所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場合。

2 雙極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器穩態分析

2.1 雙極性移相控制原理

以全橋全波式電路拓撲為例，其雙極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準電壓uref比較，經PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1及uc2比較后，經上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開關S5及S6的驅動信號。開關S7及S8的驅動信號分別與S5及S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間(圖2中未畫出)。將載波信號uc1二分頻后得到開關S1和S4的驅動信號，反相后得到開關S2和S3的驅動信號。

讓周波變換器的功率開關S5與S7(S6與S8)之間存在換流重疊導通時間、功率開關S5與S6(S7與S8)按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優點：

1)周波變換器換流重疊期間實現了變壓器漏感能量的自然換流，實現了功率器件的零電流開關，解決了固有的電壓過沖現象；

2)實現了濾波電感電流的自然續流；

3)濾波電感電流極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環流現象；

4)每個開關周期內兩次交流側的能量回饋實現了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。

功率開關S5、S6與S1、S4(S7、S8與S2、S3)之間的驅動信號均有相位差θ(0≤θ≤180°)，在一個開關周期的共同導通時間DTs/2可表示為

由于移相角θ和共同導通時間DTs/2均按正弦規律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調節移相角θ可以實現輸入電壓或負載變化時輸出電壓的穩定。

2.2穩態分析

設變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個開關周期內逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

t=t1～t2：t1時刻，功率開關S1及S4實現了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經功率開關S7及S8續流，交流側能量經D1及D4回饋到直流電源，如圖3(b)所示。t=t2～t3：t2時刻S5實現了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長，i3快速下降；i1快速由負轉換為正，如圖3(c)所示。設變壓器原邊繞組感應電動勢為e，則有