利用晶閘管構成逆變器，可以把電機制動時直流側多余的能量回饋到電網，實現能量的再生利用，圖3是基于晶閘管的再生電路。圖3(a)是一種常規的方法，使用晶閘管橋與二極管構成的整流橋反向并聯，要實現晶閘管橋能量回饋時的自然換相，必須使電網的峰值電壓超過直流側電壓，而這對于前端使用二極管整流的通用變速驅動器來說，比較困難，因為正常運行時，直流側電壓已經與電網的峰值電壓比較接近，當制動時直流側的電壓只會更高。為解決這一問題，可以采用圖3(b)和(c)的電路結構，圖3(b)中，晶閘管橋通過變壓器與電網側連接，從晶閘管橋的角度看，等于升高了電網電壓，擴大了換相區域;圖3(c)中，將二極管整流器調整為晶閘管整流橋，使直流側電壓可控，通過適當降低直流側電壓的設定值，保證能量再生時逆變晶閘管橋有足夠的換相區域。

3.2 基于晶閘管與自關斷器件混合使用的再生電路

為了克服單純使用晶閘管時，再生電路無法自關斷、必須依靠線電壓換相的缺陷，可以通過增加自關斷器件如IGBT等，與晶閘管橋配合使用，保證其可靠換相，圖4是晶閘管與自關斷器件混合使用的再生電路。圖4(a)在輸入晶閘管橋和直流側之間增加了反向電路，正常運行時，IGBT 不工作，能量通過二極管由整流器流入直流側，當需要再生制動時，使IGBT 導通，使加在晶閘管橋上的直流側電壓反向，晶閘管橋由整流橋轉變為逆變橋。

圖4(b)采用晶閘管橋與單個IGBT 構成再生電路，通過GBT控制晶閘管橋的工作區間，使能量再生時晶閘管逆變器可以工作在網側線電壓最大的區域，這種方式結構和控制簡單，不需要增加無源器件如網側電感或變壓器等即可實現可靠換相，并且能一定程度地提高輸入側功率因數。圖4(c)是在晶閘管逆變橋的兩端各增加一個自關斷器件，控制方法與圖4(b)類似，但是更加靈活;圖4(d)的整流橋采用三相半控橋，晶閘管逆變橋輸入端并聯了續流二極管，這兩個電路可以認為是圖4(b)的變形，但是可靠性要更高。圖4(d)中，在直流側能量通過逆變晶閘管橋回饋至電網期間，三相半控橋的晶閘管處于關斷狀態，通過在晶閘管橋兩側增加續流二極管，使能量再生結束時，逆變晶閘管橋中的電流可以通過自身續流，而不必像圖4(b)那樣，需要通過三相不控整流橋的二極管續流。

3.3 基于自關斷器件的再生電路

前面兩種使用晶閘管的再生電路，向電網回饋的能量中通常含有較大的諧波成分，而采用自關斷器件的再生電路可以較好地解決這個問題，圖5即是基于自關斷器件的再生電路。圖5(a)的雙PWM變換器目前很常用，通常基于IGBT等自關斷器件，能夠方便地實現能量的雙向流動，正常運行時，能量由電網流向電機，PWM 整流器保持直流側電壓恒定，實現輸入側的功率因數校正(PFC)功能，需要再生制動時，能量由電機側流向電網，保證回饋至電網的電流無諧波。這種方式功能強大，控制靈活，但使用的全控型功率器件較多，需要輸入側濾波電感，控制也較復雜，因而成本較高。

圖5(b)是在通用變速驅動器電路基礎上增加了PWM逆變器作為能量再生電路，逆變器的輸入側通過隔離二極管和直流側連接，輸出側通過電感和變速驅動器的輸入側相連。當電機電動運行時，再生PWM逆變器不工作，當電機處于再生發電狀態時，能量由電機側回饋至直流側，導致直流母線電壓升高，當直流母線電壓超過電網線電壓峰值時，不控整流橋由于承受反壓而關斷，當直流母線電壓繼續升高并超過再生逆變器的啟動電壓時，逆變器開始工作，將能量從直流側回饋電網，當直流母線電壓下降到設定的關閉電壓時，關閉再生逆變器[8]。和圖5(a)電路一樣，這種方式也可以保證回饋至電網的電能質量，保證電機的精確制動，通過與通用變速驅動器配合使用拓寬了應用范圍，和雙PWM 變換器比較，具有一定的成本優勢。

4 多電平變速驅動器的再生電路

為滿足電機驅動對高壓、大功率和高品質變速驅動器的需求，多電平變換器拓撲得到了廣泛關注，變速驅動器采用多電平方式后，可以在常規功率器件耐壓基礎上，實現高電壓等級，獲得更多級(臺階)的輸出電壓，使波形更接近正弦，諧波含量少，電壓變化率小，并獲得更大的輸出容量。對于大功率電機驅動設備，能量再生利用顯得尤為重要，可以顯著實現節能效果，提高經濟效益。

多電平變換器具體電路拓撲可分為5 類：二極管箝位型、雙向開關互聯型、飛跨電容型、兩電平變流器組合型、單相H 橋級聯型等。多單元兩電平變流器組合型拓撲已被證明是高壓變頻器的有效選擇，可以提高交流輸入側和電機側的電能質量，但是輸入側通常采用二極管整流，缺乏再生