晶體管具有放大和開關電信號的功能。 比如在收音機中，會擴大（放大）空中傳輸過來的非常微弱的信號，并通過揚聲器播放出來。這就是晶體管的放大作用。 另外，晶體管還能僅在事先確定的信號到達時才工作，這時發揮的是開關作用。 我們常聽到的“IC”也好“LSI”也好，都是晶體管的集合體，是晶體管構成了其功能的基礎。

下面通過發射極接地時的開關工作來介紹起到開關作用的晶體管。

當晶體管的基極引腳被施加電壓（約0.7V以上）并流過微小電流時，晶體管會導通，電流會在集電極和發射極之間流動。

反之，當施加到基極引腳的電壓較低（約0.7V以下）時，集電極和發射極處于關斷狀態，電流不流動。

晶體管的開關工作就像使用基極作為開關來打開和關閉從集電極流向發射極的電流。

【開關導通示意圖】

下面通過比較自來水供水機制來介紹晶體管的功用。晶體管有三個引腳，分別是發射極、基極和集電極。基極相當于水龍頭開關，發射極相當于水龍頭出水口，集電極相當于水箱。用很小的力（向基極輸入信號）控制水龍頭開關，就會有大量的水從水箱（集電極）流向水龍頭出水口（發射極）。通過這樣的比喻來思考的話，可能更容易理解。

現在，我們使用圖1和圖2更詳細地講解一下晶體管的放大原理。流經集電極的電流是與輸入電壓e和偏置電壓E1構成的基極-發射極間電壓 (VBE)成正比的電流(IB)的hfe*1倍電流(IC)。隨著該集電極電流IC流過電阻器RL，在電阻器RL兩端出現IC×RL的電壓。最終，輸入電壓e被轉換（放大）為電壓ICRL并在輸出中體現出來。 ※1：hfe 晶體管的直流電流放大系數 

晶體管由PN結組成，通過在基極流過電流，而在集電極-發射極間流過電流。

在這里，以NPN晶體管為例來說明其工作原理。 當在基極和發射極之間施加正向電壓（VBE）時，發射極的電子（負電荷）流入基極，部分電子會與基極的空穴（正電荷）結合。這就是基極的微小電流（IB）。 基極（P型半導體）在結構上很薄，從發射極流入基極的大部分電子會擴散到集電極。

電子（負電荷）被集電極-發射極間電壓（VCE）吸引并向集電極的電極方向移動。這就是集電極電流IC。 ＜電流方向與電子移動方向相反＞ 

【晶體管工作示意圖（NPN型）】

晶體管大致可以分為“NPN”和“PNP”兩種類型。從右圖中也可以看出，主要是根據集電極引腳側在電路中是吸入還是輸出電流來區分使用晶體管。

如果想根據輸入信號進行開關，那么使用NPN型晶體管，發射極接地。如果想在電源側進行控制，則通常使用PNP型晶體管。

NPN型晶體管的載流子是電子（負電荷），而PNP型晶體管的載流子是空穴（正電荷）。在PNP型中，通過施加電壓使發射極為正電壓，基極為負電壓，使發射極空穴（正電荷）流入基極，其中一部分與基極電子（負電荷）結合，產生微小的基極電流，其余部分擴散到集電極并成為集電極電流。

【NPN型和PNP型晶體管】

1、晶體管于1948年誕生于貝爾實驗室

1948年發明了晶體管，這對當時的電子工業界帶來了巨大的沖擊。 正是那時拉開了當今電子時代的帷幕。此后，包括計算機在內的電力電子技術得到了飛速發展。從對我們的生活帶來如此巨大的貢獻來看，貝爾實驗室的三位物理學家約翰·巴丁(John Bardeen)、沃爾特·布拉頓(Walter Brattain)、威廉·肖克利(William Shockley)獲得諾貝爾獎可謂是當之無愧。 之后的發明，還有什么能與晶體管相匹敵呢？無論如何，晶體管對當今時代產生了巨大的影響。

2、從鍺到硅

晶體管最初是由一種叫做“鍺”的物質（半導體）制成的。 然而，鍺具有在80℃左右時會損壞的缺點，所以現在大多采用硅材質。順便提一下，硅是一種可以承受約180℃高熱的物質。

根據工作原理不同分類，分為雙極晶體管和單極晶體管。

雙極晶體管

雙是指Bi（2個）、極是指Polar（極性）。雙極晶體管，即流經構成晶體管的半導體的電流由空穴（正極性）和電子（負極性）產生。一般而言的晶體管是指這種由硅構成的晶體管。

FET

Field Effect Transistor的簡稱，是指場效應晶體管。有接合型FET和MOS型FET以及GaAs型。

接合型FET多用于音頻設備等的模擬電路中，MOS型FET主要用于微控制器等數字IC。

GaAs型用于衛星廣播信號接收等的微波增幅。

※MOS

Metal Oxide SemicONductor的簡稱，因其構造分別是金屬 (Metal)、硅酸化膜 (Oxide)、半導體 (SemicONductor)，故稱MOS。MOS還分為P型、N型、C型，因為消費電流小，用于微控制器等集成度高的IC。

主要以最大額定值的集電極功率PC進行區分的方法。大體分為小信號晶體管和功率晶體管，一般功率晶體管的功率超過1W。

小信號晶體管

最大集電極電流 (IC(max)) 在500mA以下，最大集電極功率 (PC(max)) 不超過1W的晶體管。相對功率晶體管而得名，一般以樹脂封裝居多，這是其特點之一。

功率晶體管

一般功率晶體管的功率超過1W。相比小信號晶體管擁有更大的最大集電極電流、最大集電極功率，對于散熱而言，它本身形狀就很大 ，有的功率晶體管上還覆蓋著金屬散熱片。

晶體管“一詞由Transfer（傳送信號）和Resistor（電阻器）組成。構成晶體管的硅是形成地球的巖石中大量含有的物質。因此，晶體管也俗稱”石“，設計者常用”…之石“的叫法

為滿足客戶需求，ROHM在分立式晶體管以外，還制造集成多個晶體管的復合晶體管。包括內置電阻的數字晶體管、集多個晶體管于一體的晶體管陣列，還有構成簡單電路的晶體管單元。

※數字晶體管

內置電阻的晶體管。它是在電路設計中將頻繁使用的部分標準化的產物。

根據功率及安裝形態，決定了晶體管的外形大小和形狀。大體分為引腳型和表面安裝型。

1、不用擔心劣化和損壞，在使用上是沒有問題的

2、NPN-Tr的B和C對稱、和E極同樣是N型。

也就是說，逆接C、E也同樣有晶體管的功效。即電流由E→C流動。

3、逆向晶體管有如下特點。

• hFE低（正向約10%以下）

• 耐壓低 (7 to 8Ｖ 與VEBO一樣低)

↑通用TR的情況，除此之外，還有5V以下 (突破此耐壓范圍，會發生hFE低下等特性的劣化，請注意。)

• VCE(sat)及VBE(ON)的特性沒有太大的變化

定義：是指由于輸入晶體管的電壓、電流產生的功耗在元件發熱時，結溫Tj為絕對最大額定值限定的溫度(Tj＝150°C)時的功率。

這里，PC、Ta、△Tx、Px可以由各自測定時的設定值或測定結果直接得出，但是只有Tj不能直接得出。因此，如下列出使用VBE的測試方法。

VBE測定法 硅晶體管的情況下 基極-發射極間電壓：VBE根據溫度變化。

圖1. 熱電阻測量電路

由此，通過測定VBE，可以推測結溫。

通過圖1的測定電路，對晶體管輸入封裝功率：PC(max)。

(假設1W晶體管的情況下，輸入條件為VCB=10V IE=100mA)

如圖2:

• 測定VBE的初始值VBE1

• 對晶體管輸入功率，使PN結熱飽和

• VBE的后續值：測定VBE2

從這個結果得出△VBE=VBE2-VBE1。

這里，硅晶體管根據溫度具有一定的溫度系數。約為ー2.2mV/oC。 （達林頓晶體管為ー4.4mV/oC）

因此，根據由輸入功率得出△VBE，可以由以下算式得出上升的結溫。

圖2. 進度表

fT：增益帶寬積指晶體管能夠動作的極限頻率。

所謂極限，即基極電流對集電極電流的比為1（即hFE=1）的情況。

提高基極輸入頻率，hFE變低。

這時，hFE為1時的頻率叫做fT（增益帶寬積）。

fT指在該頻率下能夠工作的極限值。

但是，實際使用時能夠動作的只有fT值的1/5 to 1/10左右。

測定條件如下

f： 根據測定裝置而定。為測定的標準頻率。

VCE：任意設定。我公司為一般值。

IC：任意設定。我公司為一般值。

①使TR達到飽和的IC/IB的比率是IC/IB=20/1

②輸入電阻：R1是±30% E-B間的電阻：R2/R1=±20%

③VBE是0.55~0.75V

數字晶體管具有下面的關系式。

■數字晶體管直流電流增益率的關系式

GI：數字晶體管的直流電流增益率

GI=IO/Iin

hFE=IC/IB

IO=IC , Iin=IB +IR2, IB=IC/hFE , IR2=VBE/R2

電壓關系式 VIN=VR1+VBE

■集電極電流關系式

∴ IC= hFE×1) ???①

※這里所說的hFE是VCE=5V、IC=1mA時的值，不是飽和狀態。

作為開關使用時，需要飽和狀態的電流比率IC/IB=20/1

∴ IC= 20×2)???②

將式子①的hFE替換成20/1。

而且，如果在考慮偏差的基礎上計算 將R1的最大值+30% R2的最小值-20% VBE的最大值0.75V這一組最差數值代入式子②計算。 根據下面的式子選擇數字晶體管的電阻R1、R2，使數字晶體管的IC比使用設備上的最大輸出電流Iomax大。

∴ Iomax≦203)

IC: 能夠通過晶體管的電流的最大理論值

IO: 能夠作為數字晶體管使用的電流的最大值

解說

DTA/C系列為例，構成數字晶體管的個別晶體管能流過100mA電流。

用IC=100mA定義。個別晶體管連接電阻R1、R2，則成為數字晶體管。

此數字晶體管流過IC=100mA時，基極電流IB需要相對應的電流値，其結果需要高的輸入電壓VIN。

根據絕對最大額定值限制，由輸入電阻R1的功率許容值（封裝功率）決定輸入電壓VIN(max)。電流IC=100mA流過時，可能超過這個額定值，在不超過VIN(max)條件下，數字晶體管中流過的電流值定義為IO。

如您所知，絕對最大額定值被定義為”不能同時提供2項以上“，僅用IC標記沒有問題，但結合客戶實際使用狀態，合并標記為IO。

因此電路設計探討中此IO即為絕對最大額定值。

hFE: 作為晶體管的直流電流增幅率

GI: 作為數字晶體管的直流電流增幅率

解說

GI和hFE都表示發射極接地直流電流放大率。 數字晶體管是指普通晶體管上連接2個電阻器的晶體管。 直流電流放大率為 輸出電流/輸入電流 ，因此不因輸入電阻R1，放大率下降。僅有輸入電阻R1的類型 放大率表示為hFE，與個別晶體管hFE相等。 如果在E-B間附加電阻R2，輸入電流則分為流過個別晶體管的電流和流過E-B間電阻R2的電流。 因此放大率比單體時下降。此值稱為GI，用以區分。

VI(on)、VI(off)容易被混淆

VI(on): 數字晶體管為保持ON狀態的最低電壓、定義VI(on)為min

錯誤觀點

1：由0開始依次加入輸入電壓。

2：達到1.8V時，數字晶體管啟動。

3：因在規格書規定的3V(min) 以下，故判斷為不合格。

正確觀點

A：首先為了啟動數字晶體管，加入足夠的輸入電壓Vin(如10V)

B：漸漸降低電壓，到規格書規定的3V時停止。 因仍保持ON狀態，故該產品為合格。

C：如果繼續降低基極電壓，不能完全保持ON狀態，而向OFF狀態變化。 因這一變化點在3V以下，故產品為合格。

根據環境溫度、VBE、hFE、R1、R2變化。

hFE的溫度變化率約為0.5％/oC

VBE的溫度系數約為－2mV/oC(-1.8 to -2.4mV/oC的范圍有偏差)

R1的溫度變化率，如下圖表。

數字晶體管的輸出電壓-輸出電流特性，按以下測定方法測定。

IO（低電流區域）條件下，個別晶體管基極沒有電流流過。

因此低電流區域輸出電壓 (VO)[VCE(sat)]上升。

測定方法 DTC114EKA 的場合 用IO/Ii=20/1測定。

Ii=IB+IR2、(IR2=VBE/10k=0.65V/10k=65μA)

IB=Ii-IR2=Ii-65μA 即Ii在65μA以下時，IB沒有電流流過，VO [VCE(sat)]上升。 因此，在低電流區域不能測定VO。

如圖1，輸入電壓，啟動NPN晶體管。

在這個電路中，基極(B)-發射極(E)之間輸入順向電壓，注入基極電流。 就是說，在基極(B)領域注入+空穴。 如果在基極(B)領域注入+電子，發射極(E)的載流子-會被吸引至基極(B)，但是正極(B)領域非常薄，因此通過加入集電極電壓，載流子可以穿越基極(B)流向集電極(C)。 借此，電流可以由集電極(C)→發射極(E)流動。

晶體管的動作有增幅作用和開關作用。 在增幅作用中，通過注入基極電流IB，能夠通過增幅hFE倍的集電極IC。 在活性領域中，通過輸入信號持續控制集電極電流，可以得到輸出電流。 在開關作用中，在ON時電氣性飽和狀態（降低集電極-發射極間的飽和電壓）下使用。

VI(on)Min.：輸入電壓 (INPUT ON VOLTAGE)

向OUT引腳、GND引腳間施加正向電壓 (VO)，并得到規定的輸出電流時需要的最小輸入電壓，即數字晶體管導通區域的最小輸入電壓值。

因此，如果要從ON狀態變為OFF狀態，需要進一步降低該最小輸入電壓值，所以正常產品的電壓值低于這個數值。

VI(off)Max.：輸入電壓 (INPUT OFF VOLTAGE)

在向OUT引腳、GND引腳間施加電源電壓 (VCC)、輸出電流 (IO) 的狀態下，IN引腳、GND引腳間得到的最大輸入電壓，即可以保持數字晶體管OFF狀態區域的最大輸入電壓值。 因此，如果要從OFF狀態變為ON狀態，需要進一步升高該最大輸入電壓值，所以正常產品的電壓值高于這個數值。

VO(on)：輸出電壓 (OUTPUT VOLTAGE)

在任意輸入條件下不超過絕對最大額定值的輸出引腳電壓。GND接地放大電路流過充足的輸入電流時，輸出電壓降低，IN、OUT接合也變為正偏壓狀態。在規定的VO、IO下將II設定為整數（通常10~20）分之一進行測定。

II(Max.)：輸入電流 (INPUT CURRENT)

向IN引腳、GND引腳間施加正向電壓 (VI) 時，IN引腳連續流過電流的最大輸入容許值。

GI：GND接地直流電流增益 (DC CURRENT GAIN)

在規定的VO、IO條件下的IO/II的比值。

R1：輸入電阻 (INPUT RESISTANCE)

在IN引腳、晶體管基極之間內置的電阻。R1的公差設定為±30%。另外，還會隨著溫度的變化而變化。

R2/R1：電阻比率（RESISTANCE RATIO）

晶體管的基極?發射極之間的電阻與內置輸入電阻的比率。

功率MOSFET在構造上，如圖1存在寄生容量。

功率MOSFET在構造上，如圖1存在寄生容量 MOSFET的G (柵極) 端子和其他的電極間由氧化膜絕緣，DS (漏極、源極) 間形成PN接合，成為內置二極管構造。Cgs, Cgd容量根據氧化膜的靜電容量、Cds根據內置二極管的接合容量決定。

一般而言MOSFET規格書上記載的是表1中的Ciss/Coss/Crss三類。

容量特性如圖2所示，對DS (漏極、源極) 間電壓VDS存在依賴性。VDS大則容量值小。

實測例見圖(1) ~ (3)所示

關于容量特性的溫度依存性幾乎沒有差異。

柵極電壓ON/OFF之后，MOSFET才ON/OFF。這個延遲時間為開關時間。開關時間如表1所示種類，一般而言，規格書上記載td(on)/ tr/ td(off)/ tf。

ROHM根據圖2電路的測定值決定規格書的typ.值。

實測例如圖3(1)~(4)所示。 溫度上升的同時開關時間略微增加，但是100°C上升時增加10%成左右，幾乎沒有開關特性的溫度依存性。

圖3: 開關溫度特性

ID-VGS特性和界限值溫度特性的實測例如圖1、2所示。 如圖1，為了通過絕大部分電流，需要比較大的柵極電壓。 表1所記載的機型，其規格書上的界限值為2.5V以下，但是為4V驅動產品。 使用時請輸入使其充分開啟的柵極電壓。

如圖2，界限值隨溫度而下降。 通過觀察界限值電壓變化，能夠計算元件的通道溫度。

MOSFET工作（啟動）時，漏極和源極間的阻值稱為導通電阻 （RDS(ON)）。數值越小，工作時的損耗（功率損耗）越小。

晶體管的消耗功率用集電極飽和電壓 （VCE(sat)） 乘以集電極電流（IC）表示。

（集電極損耗PC））＝（集電極飽和電壓VCE(sat) ）x（集電極電流IC）

MOSFET的消耗功率是用漏極源極間導通電阻 （RDS(ON)） 計算。MOSFET消耗的功率PD用MOSFET自身具有的導通電阻乘以漏極電流（ID)的平方表示。

（功率PD）＝（導通電阻RDS(ON) ） x （漏極電流ID）2

此功率將變成熱量散發出去。MOSFET的導通電阻一般在Ω極以下，與一般的晶體管相比，消耗功率小。即發熱小，散熱對策簡單。

如左上圖所示，柵極源極間電壓越高，導通電阻越小。另外，柵極源極間電壓相同的條件下，導通電阻因電流不同而不同。計算功率損耗時，需要考慮柵極源極間電壓和漏極電流，選擇適合的導通電阻。另外，如右上圖所示，導通電阻因溫度變化而變化，因此需要注意這一特性。

一般MOSFET的芯片尺寸（表面面積）越大，導通電阻越小。 下圖顯示了不同尺寸的小型封裝條件下，羅姆最小導通電阻值的比較。 封裝尺寸越大可搭載的芯片尺寸就越大，因此導通電阻越小。 羅姆針對各種不同的封裝尺寸，備有低導通電阻的產品。 選擇更大尺寸的封裝，導通電阻會更小。

各封裝的搜索頁請點這里

• DFN0604 (0.6x0.4mm)

• DFN1006 (1.0x0.6mm)

• DFN2020 (2.0x2.0mm)

“總柵極電荷（Qg）是指為導通（驅動）MOSFET而注入到柵極電極的電荷量。 有時也稱為柵極總電荷。” 單位為庫侖（C），總柵極電荷值較大，則導通MOSFET所需的電容充電時間變長，開關損耗增加。數值越小，開關損耗（切換損耗）越小，從而可實現高速開關。

如上所述，總柵極電荷的值越小，開關損耗越小。而且，導通電阻值越小，工作時的功耗越小。 然而，總柵極電荷和導通電阻的特性處于權衡關系。 通常，MOSFET的芯片尺寸（表面積）越小，總電荷量越小，但導通電阻值會變大。 換句話說，開關損耗與工作時的功耗之間存在權衡關系。

該圖為動態輸入（Qg –VGS）的特性例。 在圖中，常溫下的漏極側電源電壓（VDD ）和漏極電流（ID ）是固定特性， VDD = 300 V ， ID = 30A 時所需的最小電荷量約為60nC。此時的柵源電壓 （VGS ） 為6.5V。 實際上是在MOSFET完全導通的情況下，調整有權衡關系的導通電阻值，從而設定柵源電壓（VGS ） 。 此時，可從圖表讀取設定電壓和總柵極電荷（Qg）（例如， VGS = 10 V 時為85nC ， VGS = 15V 時為 130nC ）。

使晶體管工作會產生電氣負載和熱負載。 對晶體管來講，負載太大壽命會縮短，最壞的情況下會導致晶體管被破壞。 為防止這種情況，需要檢查實際使用狀態，并確認在使用上是否有問題。 這里說明一下具體的判定方法。為安全使用晶體管，請務必作為參考。

1、晶體管的選定

從Web、Shortform產品目錄上選定滿足規格要求的晶體管。

晶體管產品頁

2、規格?樣品的獲取

部分樣品可從網上申請。

3、向實際電路（評估電路）上貼裝晶體管

可否使用的判定按照以下流程進行。

確認電流、電壓

用示波器確認晶體管上的電壓、電流。需要全部滿足規格書上記載的額定值，特別應該確認下列項目。

特別應該確認的項目

由于隨后要計算開關時的功率損耗，所以要確認OFF→ON時和ON→OFF時的擴大波形。

確認絕對最大額定值

確認”1. 確認電流、電壓“中確認的電流、電壓是否超過了規格書中記載的絕對最大額定值。 例1. 中未確認的項目，全部都需要在絕對最大額定值以下。即使浪涌電流和浪涌電壓只在一瞬間超過了絕對最大額定值也不可使用。如果超過絕對最大額定值有可能造成破壞和劣化。

確認安全工作區域 (SOA *1) 1

安全工作區域（SOA）表示晶體管可安全工作的區域。 不過，SOA只是關于1脈沖的數據，在脈沖反復混入時，需要所有脈沖都進入SOA范圍內，并且通過 “4. 確認安全工作區域（SOA）2” 計算的平均施加功率在額定功率以下。

*1 SOA???安全工作區域 (Safety Operating Area) 的簡稱。有時也稱ASO (Area of Safe Operating)。

SOA確認方法

確認”1. 確認電流、電壓“中確認的波形是否在安全工作區域 (SOA) 的范圍內。即使浪涌電流和浪涌電壓只在一瞬間超過了絕對最大額定值也不可使用。 另外，請注意，即使在”2. 確認絕對最大額定值“中確認的絕對最大額定值的范圍內，有時也會超出SOA的范圍。（參照下例）

*1 按照使用環境溫度或因晶體管發熱溫度上升時的元件溫度來考慮。

確認安全工作區域 (SOA) 2

由于通常的安全工作區域 (SOA) 是在常溫 (25oC) 下的數據，所以周圍溫度在25oC以上時，或者因晶體管自身發熱元件溫度上升時，需要降低SOA的溫度。

SOA的溫度降低方法（降低的溫度基本是元件的溫度。）

}} 關于元件溫度的詳細計算方法，請參照 "元件溫度的計算方法"

1. SOA（安全工作區域）

周圍溫度在25oC以上時，或者因晶體管自身發熱元件溫度上升時，需要降低溫度。前者降低周圍溫度，后者降低元件溫度。具體方法就是將SOA線平行移向低電流方向。如圖1所示，下降率根據區域不同而不同。

1-1. 熱限制區域

在該區域，SOA線具有45o 的傾斜度（功率固定線）。在該區域，下降率是0.8%/oC。

1-2. 2次下降區域 晶體管存在熱失控引起的2次下降區域。在2次下降區域，SOA線具有45o 以上的傾斜度。在該區域，下降率是0.5%/oC。

例 Ta＝100°C

2-1. 熱限制區域的降額

例如，周圍溫度100oC時，降額如下。 降額=⊿t×(降額率) =(100°C-25°C) × 0.8% / °C =60%

因此，該區域的SOA線向低電流方向平行移動60%。

2-2. 2次下降區域的降額 同理，2次下降區域的降額如下。

降額=⊿t×(降額率) =(100°C-25°C) × 0.5% / °C =37.5%

因此，該區域的SOA線向低電流方向平行移動37.5%。

功率?發熱確認

單脈沖：如同上電和掉電時的浪涌電流一樣，只發生一次脈沖的情形（無反復脈沖時）稱為單脈沖，此時，連續脈沖：將脈沖反復發生的情形稱為連續脈沖，此時，

額定功率以下的確認

周圍溫度的額定功率以下=元件溫度在絕對最大額定值150oC以下。使元件溫度升到150oC的功率定為額定功率。 詳細內容請參照"元件溫度的計算方法"。

功率計算方法

基本上，平均功率是以時間對電流和電壓的積進行積分的值除以時間所得的值。

這種情況下，將1周期分為4個區間計算。

實際的積分計算采用 積分公式。

下面，對”1.確認電流、電壓“確認的波形的例子進行實際計算。

(1) OFF→ON時

根據積分公式，①的區間

∫ IVdt=(1/6)×100ns×(2?0A?5V+0A?2V+1.3A?5V+2?1.3A?2V) =1.95×10-7(J)

②的區間

∫ IVdt=(1/6)×230ns×(2?1.3A?2V+1.3A?0.4V+1.3A?2V+2?1.3A?0.4V) =3.59 × 10-7(J)

OFF→ON時,合計: 5.54×10-7(J)

(2) ON期間中

∫IVdt=100μs×0.4V×1.3A =5.2×10-5(J)

(3) ON→OFF時

③的區間

∫IVdt=(1/6)×1480ns×(2?1.3A?0V+1.3A?7V+1.15A?0V+2?1.15A?7V) =6.22×10-6(J)

④的區間

∫IVdt=(1/6)×120ns×(2?1.15A?7V+1.15A?28V+0.5A?7V+2?0.5A?28V) =1.6×10-6(J)

⑤的區間

∫IVdt=(1/6)×80ns×(2?0.5A?28V+0.5A?28V+0A?28V+2?0A?28V) =0.56×10-6(J)

OFF→ON時,合計: 8.38×10-6(J)

(4) OFF時，認為電流幾乎為零（實際上有數nA~數10nA的漏電流），并認為OFF期間的功耗為零。

合計以上各區間計算的積分值，除以1周期的長度400μs，為平均功耗，即

而且，這里對雙極晶體管2SD2673例子的集電極電流IC和集電極-發射極間電壓VCE進行積分計算。如果對數字晶體管的輸出電流IO和輸出電壓VO，MOSFET的漏極電流Id和漏極-源極間電壓VDS進行同樣的積分計算，即可算出平均功耗。 通過求得平均功耗，確認規格書的集電極損耗（MOSFET是漏極損耗）。

例：2SD2673的規格書

在這種情況下，平均施加功率是0.153W，集電極容許損耗是0.5W（推薦接地層：玻璃環氧樹脂電路板貼裝時），所以在周圍溫度25oC時可以使用。（準確地說，集電極容許損耗根據貼裝電路板和land面積等決定的散熱條件而不同，但以推薦接地層貼裝時的值為基準）

周圍溫度25oC以上時，確認功率降低曲線并進行溫度降低。

元件溫度的詳細計算方法請參照"元件溫度的計算方法"

計算基于電流I和電壓V的a-b間的積分功率

結點溫度（或通道溫度）可根據周圍溫度和功耗計算。根據熱電阻的思考方法，

Tj=Ta+Rth(j-a)×P

Ta:周圍溫度（測量的房間室溫）

Rth(j-a): 結 - 大氣之間的熱阻*

P: 功耗 *Rth(j-a)：結點-環境間的熱電阻根據貼裝的電路板的不同而不同。 向敝公司標準的電路板上貼裝時的值表示為 “代表性封裝的電阻值” 。 Rth(j-a)的值根據各個晶體管的不同而不同，但如果封裝相同，可以認為該值幾乎是很接近的值。 功耗不固定，時間變化時按照平均功耗近似計算。（平均功耗的求法請參照 “晶體管可否使用的判定方法” ）

下圖顯示了Rth(j-a)是250oC/W、周圍溫度是25oC時的功耗和結點溫度的關系。

結點溫度和功耗成比例上升。這時的比例常數是Rth(j-a)。Rth(j-a)是250oC/W， 所以功耗每上升0.1W結點溫度上升25oC。 功耗是0.5W時結點溫度是150oC，所以這個例子中功耗不能超過0.5W。

另外，Rth(j-a)同樣是250oC/W，要考慮周圍溫度的變化。

即，即使施加相同的功率，周圍溫度上升時結點溫度也相應上升，所以能夠施加的功率變小。 不僅熱電阻，周圍溫度也會影響最大功耗。周圍溫度150°C時能夠施加的功率為零，所以

100% ÷ (150°C-25°C)＝0.8%/°C

可以得知上述比例下的最大功耗變小。

下面的功率降低曲線表示出了該關系。

功率降低曲線的降低率是用百分比表示的，所以可適用于所有封裝。 例如，MPT3封裝25oC時的最大施加功率是0.5W，0.8%/oC的比例下可施加的功率變小， 50oC時變為原來的80%（降低20%）即0.4W，100oC時變為原來的40%（降低60%）即0.2W。

在 “1. 根據周邊溫度（基本）” 中，考慮了連續施加功率時的例子。 接著，考慮由于瞬間施加功率引起的溫度上升。 由于瞬間施加功率引起的溫度上升用瞬態熱阻計算。

該圖表表示瞬態性的熱電阻（瞬態熱阻）。橫軸是脈沖幅度，縱軸是熱阻Rth(j-a)。根據該圖可知，隨著施加時間變長結點溫度上升，約200秒后熱飽和并達到一定溫度。

例如，施加時間為30ms時Rth(j-a)是20oC/W，所以如果在周圍溫度25oC下30ms施加3W功率，可知結點溫度是：

Tj=Ta+Rth(j-a)×P 　=25°C+(20°C/W)×3W 　=85°C

一次施加瞬間功率時，可通過該算式求得結點溫度。

可根據管殼溫度求出結點溫度。計算方法1或者2中介紹的，用結點-管殼間的熱電阻代替結點-環境間熱電阻：Rth(j-c)的計算方法。如下。

Tj=Tc+Rth(j-c)×P

Tc: 外殼溫度*

Rth(j-c): 結 - 外殼之間的熱阻

P: 効耗 *羅姆用放射溫度計測量標記面最高溫點的溫度。請注意，測量方法不同測量溫度會有很大變化。 功耗不固定，時間變化時按照平均功耗近似計算。

不過，特別是Rth(j-c)的值會根據貼裝的電路板和焊接等的散熱條件有很大變化，所以請注意，在敝公司標準電路板上的測量值很多時候不適合客戶的電路板。 作為例子，顯示了隨著電路板集電極land面積的變大Rth(j-c)變小的示例。（除了集電極land的面積、厚度、材質，電路板的材質、大小、布線尺寸等也會引起變化。）

例如，施加時間為30ms時，因為Rth(j-a)是20oC/W，所以如果在周圍溫度25oC下施加30ms 3W的功率，結點溫度是

這樣，Rth(j-c)的值容易根據電路板條件發生變化，而且正確的管殼溫度測量又很難，所以作為推定結點溫度的方法，不怎么推薦。

結點-管殼間熱電阻Rth(j-c)本來是將TO220封裝等的自立型器件固定在散熱板上使用的情況下使用的值。在這種情況下，管殼-散熱板之間是主要的散熱路徑，所以通過測量該路徑中的管殼溫度可正確地求得結點溫度。尤其，在假設使用具有理想散熱性的散熱板（無限大散熱板）的情況下，有時會在認為散熱能力無限大，且管殼溫度=大氣溫度，（顯示Tc=25oC等）管殼溫度=25oC的條件下計算。（無限大散熱板的熱電阻：因為Rth(c-a)=0，所以Rth(j-a)=Rth(j-c)。）

可是，對于面貼裝型器件，從器件下面的電路板散熱是主要的散熱路徑，所以測量這部分的管殼溫度比較困難。 由于和總體散熱量相比標記面的散熱比例很小，所以即使測量器件標記面的溫度，也不適于作為推定結點溫度的值。

關于面貼裝產品，由于大多都要求知道Rth(j-c)的值，所以有時會貼裝在敝公司的標準電路板上測量標記面溫度來提供Rth(j-c)的值。此時的Rth(j-c)是貼裝在敝公司標準電路板上這一特別條件下的值。在貼裝于和敝公司標準電路板不同的電路板時，由于從標記面的散熱比例會發生變化，所以Rth(j-c)的值變化，無法推定結點溫度。

• 本數據是在測量特定LOT的基礎上制作的。因此，請作為參考值靈活使用本數據。（不是保證值和最大、最小值。）

• Rth(j-a)會根據貼裝電路板和焊接決定的散熱條件與溫度測量方法有很大變化，所以請作為參考值靈活使用。

負載開關Q1導通瞬間會暫時流過比穩態電流大得多的電流。輸出側的負載容量CL的電荷接近零時，向輸出VO施加電壓的瞬間會流過大充電電流。這種流過大電流的現象稱作浪涌電流（Flash Current）。

浪涌電流的峰值大體可以通過輸入電壓VI、MOSFET Q1的RDS(on)和負載側負載容量CL的ESR確定，輸入電壓VIN變大時，電流也相應變大。 浪涌電流顯著變大時，有可能會引起誤動作和系統問題。 而且，在超過最大額定電流時，有導致破壞的危險。通過與MOSFET Q1的柵極、源極間電阻R1并聯追加電容器C2， 并緩慢降低Q1的柵極電壓，可以緩慢地使RDS(on)變小，從而可以抑制浪涌電流。

Nch MOSFET負載開關等效電路圖

Nch MOSFET 負載開關：RSQ020N03

VIN=5V, IO=1A,　Q1_1G=1V→12V

• Q2 OFF時，負載SWQ1 ON。（Q1的柵極電壓設定在VO(VGSQ1)之上。）

• Q2 ON時，負載SWQ1 OFF。

• Q1 ON時，由于會流過浪涌電流，所以作為應對措施追加C2。

即使在負載開關Q1從ON到OFF時，由于存在輸出側負載容量CL，所以輸出VO引腳的電壓會殘留一定時間。 輸入VI側比輸出VO側電壓低時，由于MOSFET Q1的漏極、源極間存在寄生二極管，所以有時寄生二極管導通會發生從輸出VO側到輸入VIN側的逆電流。

要注意，不要超過MOSFET Q1的額定電流值。 關于輸入旁路電容器CIN的容量值，請在充分探討負載側條件、上升時間后再決定。

使用時即使是瞬間超過絕對最大額定值也不行，那樣有可能出現擊穿而損壞晶體管，或者造成hFE下降等性能退化。單發脈沖情況下可使用的范圍要確認安全工作區（SOA）。連續脈沖情況下，需要進行功率計算和元件溫度計算。具體的判斷步驟請參考?判斷能否使用的方法?、?元件溫度計算方法?。 (另外，請同時參考與“降低額定值”相關的內容。）

基極電流的最大額定值是集電極電流最大額定值的1/3（達林頓連接晶體管是1/10）。

以2SD2656為例。 因為集電極電流的最大額定值在DC情況下是1A，在脈沖情況下是2A，所以基極電流的最大額定值就是DC情況下為333mA，脈沖情況下為666mA。 對于數字晶體管，如果遵照規格說明書上記載的Vin的額定值，那就以輸入電流保持在額定值內為前提來設定Vin的額定值。

對于NPN晶體管，發射極接地，給集電極加上正電壓時的耐壓是規格說明書上記載的VCEO。 （對于PNP晶體管，集電極接地，給發射極加上正電壓時的耐壓是VCEO。） 與此相反，（NPN晶體管集電極接地，給發射極加上正電壓時）的耐壓與發射極-基極間的耐壓大致相等。發射極-基極間的耐壓通常為5-7V左右，所以建議使用時要使集電極-發射極間的反向電壓保持在5V以下（如果給集電極-發射極間加上接近反向耐壓值的電壓，就有可能發生hFE下降等性能退化的情況）。集電極-發射極間的反向電壓如果在5V以下，就只有漏電流大小的電流通過。 

數字晶體管也如上所述，可對集電極-發射極間（OUT-GND間）的反方向施加最大5V的電壓，GND-IN中有電阻的情況，電流會通過電阻流過。

數字晶體管是雙極晶體管內增添了電阻器的一種晶體管。

關于電阻R1

如果將IC等的電壓輸出直接加到雙極晶體管的輸入（基極）端，利用電壓控制使晶體管工作，它的工作狀態是不穩定的。 IC與基極引腳間接入電阻（輸入電阻）用電流控制使晶體管工作，就可以使它的工作狀態穩定。 （這是因為輸出電流對輸入電壓呈指數函數變化，但對輸入電流呈線性變化。） 數字晶體管中內置的R1就是這種輸入電阻。

比較一下輸入是電壓和輸入是電流的晶體管工作狀態

看一看輸入- 輸出特性便可知：用右邊的電流控制，輸出對輸入呈線性變化；用左邊的電壓控制，輸出對輸入就呈指數函數變化。就是說，用電壓控制時輸入的極小變化就會引起輸出電流大的變化，工作狀態不穩定。

例如右邊的特性曲線，輸入電流從40μA改變為2倍的80μA時輸出電流從9mA變成2倍的18mA；而左邊的特性曲線，輸入電壓從0.7V僅僅升高了14％到0.8V，輸出電流就從10mA變成7倍那么高的70mA。 因此，只要有輕微的噪聲進入輸入電壓就會引起輸出電流大幅度變化，也就不適合實際使用。

就這樣，由于雙極晶體管采用電流控制是穩定的，所以就要將IC的輸出電壓轉換成基極電流，為此也就需要有輸入電阻R1。因為數字晶體管內置有這個輸入電阻R1，所以有利于削減元器件數和安裝空間。

關于電阻R2 電阻R2的作用是吸收漏電流，防止誤動作。電阻R2的作用是降低從輸入端進來的漏電流和噪聲等，防止晶體管誤動作。

如果輸入電流很小，它就完全進入地線。但是，如果輸入電流大，部分輸入電流開始進入晶體管的基極，晶體管導通。

如果輸入電流小，它就完全進入地線，晶體管不導通。（沒有漏電流等引起的誤動作） 如果輸入電流大，部分輸入電流就進入基極，晶體管開始導通。（處于通常的導通狀態）

以DTC114EKA為例做如下說明。

數字晶體管工作時，為使內置晶體管的發射極-基極間（EB間）的正方向有基極電流通過，EB 間需要加正向電壓（25℃下約為0.7V）。由于數字晶體管內置晶體管的EB 間與電阻R2并聯，所以R2也同樣外加了0.7V電壓。從而可知，R2上有IR2= 0.7V/10KΩ=70μA的電流通過。

當輸入電壓Vin為5V時，IN 引腳的電位就是 5V，因為內置晶體管的EB 間電位差是0.7V，所以電阻R1兩端的電壓是 5V-0.7V = 4.3V 。 從而可知，R1上有IR1= 4.3V/10KΩ = 430uA的電流通過。

從而可知，內置晶體管的基極有430μA-70μA= 360μA的電流通過。

這樣計算就可以計算出流過內置晶體管的基極電流。要使數字晶體管充分導通（ = 降低輸出電壓Vo（on）) 就要調整輸出電流 Io 和輸入電壓Vin，以使輸出電流 Io 達到進入內置晶體管的基極電流的10～20倍以下。如果輸入電壓Vin 不夠高，輸出電流不夠大，就要使用輸入電阻R1小那種型號的數字晶體管。

溫度為25℃時，發射極－基極間正向電壓約為0.7V。溫度變化時，溫度每上升1℃該正向電壓便減小約2.2mV。例如，50℃時約為0.7V- (50℃-25℃)×2.2mV= 0.645V。反之，溫度降低到-40℃時約為0.7+ (25℃- (-40℃))×2.2mV= 0.843V。 請注意，就是這樣，正向電壓VF也受溫度影響而變化。而且，25℃時的正向電壓無論如何也就大致為0.7V，有±0.1上下的偏差。

對于數字晶體管，內置電阻R1、R2有±30％上下的偏差，所以要考慮并計算電阻值為最不利的情況。 由于正向電壓和電阻值都有偏差，所以可以認為上述計算方法得到的結果無論如何也就是大致的基準值。

每種產品都有SOA（Safe Operating Area)，如果在此區域內那肯定能用。 例如：VDS=20V、Idpeak=2A、Pw=100μs 時 ?　Pw=100μs 的區域內，可以使用。

容許損耗（Pc)需要降低（降低額定值），以便與環境溫度（Ta）相適應。請根據下面的特性曲線使晶體管的消耗功率降低到與環境溫度相適應的程度。

也有必要降低安全工作區（SOA)的額定值，具體情況請參考「為了放心使用ROHM的晶體管-TR能否使用的判斷方法」。 而且，電特性（ 以雙極晶體管/數字晶體管的輸入電壓(VBE， VI(on)， VI(off) )和 hFE， GI為例）受溫度影響會有變化。所以，設計時要參考電特性曲線，以保證溫度變化時也能正常工作。MOSFET也要這樣考慮。

由于晶體管、二極管產品屬于固體，因此MSDS的制作及提供在本產品中不適用。

小信號產品可以認為相同，沒太大差異。 但功率產品根據額定值不同，相同封裝下熱阻值卻不同。