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主要是關于：
一、施密特觸發器有什么作用？
施密特觸發器是一個決策電路，用于將緩慢變化的模擬信號電壓轉換為2 種可能的二進制狀態之一，具體取決于模擬電壓是高于還是低于預設閾值。
二、不能用 CMOS 來設計施密特觸發器嗎？
CMOS器件
CMOS 器件可以用來設計施密特觸發器，但是不能選擇閾值電壓，只能在有限的電源電壓范圍內工作，例如：4HC14 在 +5v 下運行，閾值通常為 2.4v 和 1.8v。
或者你也可以使用比較器芯片，通過額外的分立電阻定義閾值。
74 CH14
如果你需要處理嘈雜或者失真的數字信號，可以使用 CMOS 器件。但如果你要求不尋常的電壓或者精確的閾值，就需要設計一個特殊的電路。
三、雙晶體管施密特觸發器及其工作原理
假設輸入電壓 Vi 接近于 0，T1 沒有基極電流，所以 T1 處于關閉狀態。T2 通過 R1和 RA 汲取基極電流，因此 T2 處于開啟狀態（并且根據設計，T2 是飽和的 - 集電極-發射極電壓 Vce 接近于零），因此 Vo 位于由下式形成的分壓器的中點 R2 & RE，介于 +V 和地之間。
雙晶體管施密特觸發器
現在假設 Vi 開始增加，T1 的發射極電壓由流入 T2 的電流保持固定，因此當 Vi 達到高于該值 0.6v（稱為VP）時，T1 將吸收一些基極電流并開始導通。
這個時候，T1 開始使 T2 缺乏基極電流，因此 T2 開始關閉，因此其發射極電壓開始下降。但這會增加 T1 的基極-發射極電壓，因此 T1 會更快地開啟。正反饋使電路進入 T1 開啟（并且設計為飽和）而 T2 關閉的狀態，Vo 現在靠近 +V。
最后，假設 Vi 開始回落到 0，T1 的發射極電壓現在由其自身的發射極電流控制。當 Vi下降到高于該值約 0.6v 時（稱為 Vn ），T1 將開始關閉，這允許 T2 再次開始開啟，將其自己的發射極電流添加到 T1 的，從而向上推動發射極電壓。這迫使 T1 更快地關閉，并且正反饋再次使電路快速進入其他狀態，T1 關閉，T2 開啟。
閾值和電流
這里需要強調一下重要的設計約束。假設 Vi 從零開始緩慢上升，并達到 T1 開啟的閾值。該閾值 ( VP ) 由流經 Re 的 T2 的發射極電流設置。一旦 Vi 達到 VP，T2 就關閉，通過 RE 的電流現在通過 T1。
假設該電流大于來自T2 的電流。如果是這樣，T1 的發射極電壓會在 T1 開啟時突然升高。但隨后 T1 會突然發現其基極電壓 ( Vi ) 現在小于其新的發射極電壓，并會立即關閉。但隨后它的發射極電壓會再次下降，因此它會再次開啟。換句話說，電路會振蕩。
因此，必須確保 T1 中的電流（I1）小于 T2 中的電流（I2），否則電路將無法工作。
并且由此得出，T2 再次開啟的閾值（Vn ）必須低于 VP。這兩個閾值之間的差異被稱為電路的“滯后”，類似于變壓器鐵芯中發生的情況。
四、如何設計晶體管施密特觸發器？
設計一個電路來數字化這種嘈雜和失真的信號，提供+5v 和+24v 的電源軌，輸出信號必須與在 +5v 下運行的數字邏輯兼容。
如果可以調整輸入信號以適應 +5v 電壓軌，則可以使用基于 CMOS 邏輯（例如 HC14）的施密特觸發器，也可以使用比較器。
但這里顯而易見的方法是使用 +24v 電源軌的基于晶體管的設計，我主要會選擇幾個容易獲得的 30v npn 開關。
1、確定閾值 VP
從波形上看，它可能應該在 12 或 13v 左右。
2、選擇 在T2 中流動的電流
較低的值可以節省能源，但意味著集電極負載電阻的值較高，這可能會減慢開關邊沿。
現在在 T2 選擇 3 mA ，那么發射極電阻 RE ： [12v / 3mA] = 4k，使用 3.9kΩ。
接下來，R2： [(24v - 12v) / 3mA] = 4k，這里使用 3.9kΩ。
電流電壓計算公式
3、選擇 T1 的集電極電流，從而選擇較低的閾值電壓VN
噪聲尖峰比較麻煩，I1： [9v / 3.9kΩ] = 2.3 mA 時，將目標設置為 9 或 10v 左右，這將產生大約 4v 的滯后。
R1：[(24v - 9v) / 2.3mA] = 6.5k，使用 6.2 kΩ。
R3 限制 T1 的最大基極電流，最大基極電流可以為： [2.3mA / 30] = 77μA（因為晶體管的電流增益不會低于 30）。
R3： [(24v - 9v) / 77μA] = 194k，使用 180kΩ。（假設電路由零阻抗電壓源驅動，如果不是，則可以從 R3 中減去源阻抗。）
RA & RB：RA 用于在 T1 關閉時限制 T 2的基極電流，而 RB 確保不受溫度影響。
這兩個電阻形成一個分壓器，它必須將 T2 的基極設置為（例如）12.6v，T1 關閉，并吸收明顯高于 T2 基極電流的電流，該電流不能超過 [3mA / 30] = 100μA。
選擇通過 RA 和 RB 的泄放電流為 500μA 左右，使其遠大于 T2 的基極電流。
那么如果 R1 為 0 ，RA+ RB ：[24v / 0.5mA] = 48kΩ。
分壓器中點為 12.6v，[ RB / ( RA + RB )] = [12.6v / 24v] = 0.53，這意味著 RB = 1.1 RA。
RB： [48k x 1.1/2.1] = 25k ；RA： [48k - 25k] = 23k。
但是 R1 不是零，而是 6.2kΩ，因此 RA 的實際值為 [23k - 6k] = 17k。因此，將值四舍五入，因為更多的電流無關緊要。
RA = 15kΩ 和 RB = 22kΩ。
五、晶體管施密特觸發器
現在，所有的值都確定，就可以大概開始設計，電路按預期工作，在 12v 和 8v 下切換。
雙晶體管施密特觸發器（初始設計圖）
雙晶體管施密特觸發器仿真模擬圖
該電路的輸出從大約 13v 擺動到 24v，而規范說輸出電平應該是 0v 和 5v，因此 我需要添加一個由 +5v 電源軌供電的電平轉換晶體管來解決這個問題。
最簡單的解決方案是添加一個 pnp 逆變器，并且在 15kΩ 電阻 R6（即 RA）上包括一個電容（4.7 或 10nF），使電路開關更快、更干凈——輸出邊沿的上升和下降時間約為 500 納秒。
雙晶體管施密特觸發器最終設計如下圖所示：
雙晶體管施密特觸發器最終設計
最終這個電路使用了 3 個晶體管和 9 個電阻，1 個電容。這13個組件占 了很大的PCB面積，可能組裝成本也會比較高，應該會有更好的解決方案。
晶體管施密特觸發器改進電路
1、晶體管數量不變，電阻數量減少，有效地利用 PNP晶體管的增益
最初的晶體管電路實際上只是具有正反饋的長尾對，像這樣畫出來，并從第三個 (pnp) 晶體管 T3 獲取反饋，就得到了下圖所示的電路。它的工作原理與之前的電路類似，只是現在更有效地利用了 pnp 晶體管的增益。
晶體管施密特觸發器改進電路
這里使用更少的電阻 - 其中一個僅用于將輸出擺幅限制在所需的 5v。
和之前一樣，當輸入電壓 Vi 接近于零時，T1 沒有基極電流，所以它處于關閉狀態。T2開啟（使RC短路），T3 也是如此，輸出 Vo 為高電平。
隨著 Vi 上升，遲早它會達到足以讓T1 開始開啟的值。這必須在 T1 的基極電壓略高于 T2時發生。RA 和 RB 形成一個分壓器，定義 T2 的基極電壓，這兩個電阻定義了上限閾值VP。
當 T1 打開時，它會關閉T2和T3，輸出Vo下降到接近零（假設RC足夠大）。
現在假設 Vi 開始下降。當 T1 的基極電壓降至剛好低于T2時， T1將再次關閉。該電壓由分壓器RC - RA - RB固定，并且可以設置在零（如果RC =∞）和VP之間的任何位置。
上述電路的一大優點是 VP和 VN 都由分壓器定義，因為它們將在基于比較器的解決方案中。
2、晶體管數量減少，將兩個方案合二為一，組件減少 （9個）
最初的設計解決方案過于復雜（13 個組件），因為它分兩個階段解決了問題——首先制造施密特觸發器，然后安裝電平轉換器。
晶體管施密特觸發器改進電路
將這兩個階段合二為一并比用 pnp 類型替換 npn 晶體管更簡單，該解決方案僅使用 9 個組件。
該電路（幾乎）與原始電路完全相同，只是交換了 +24v 和接地。
原電路中+13v 和+24v 的輸出電平現在變為+11v 和0v，規范要求 +5v 和 0v，所以我只需要大約一半的可用輸出擺幅，我可以通過為 R2A和 R2B 選擇合適的值來獲得。
3、使用 COMS器件 74CH14 來代替
如果你看到這里的話，應該知道施密特觸發電路是如何工作的，并且知道如何設計一個施密特觸發器以及怎么去調整。
如果你還想簡化電路的話，你可以考慮下面這種方法。當然這并不是一個容易的問題，關鍵還是取決于你設計的系統類型。
如果輸入信號相對較大，并且你要求 VP 和VN 必須相距很遠（例如，為了抑制干擾噪聲）并且系統已經包含分立元件，則基于晶體管的解決方案可能是 COMS器件。
具體的可以看下面這個電路，設計示例可以通過下面這個簡單的電路來解決，但是實際效果怎么樣，需要看在實踐中的效果。
晶體管施密特觸發器改進電路
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