作者 王科竣 電子科技大學(四川 成都 610054)

摘要：提出了一種新型的可調死區時間產生電路。該死區產生電路是通過改變電壓斜坡的斜率來調整死區時間，并且對死區時間與控制電壓的非線性進行補償，提高了死區時間線性度和精度。該電路結構簡潔、可調范圍廣、精度高，適用于各種半橋驅動電路中。采用華虹0.5 μm的BCD工藝仿真驗證了該電路，結果表明，當外接電阻阻值為20 K～140 K范圍內，可以實現死區時間的線性高精度可調，可調死區時間范圍為50 ns～250 ns。

0 引言

　　死區時間產生功能廣泛應用于各種驅動電路中，如在半橋電路^[1]或同步整流變換器^[2]中，為了防止電路中兩個功率MOS管同時導通燒毀，在高壓側(續流管)的驅動信號和低壓側(主)驅動信號有死區時間要求。此外在有源鉗位正激變換器中，為了實現ZVS(零電壓開關)驅動信號需要滿足一定的死區時間要求以使得功率功率MOS管的輸出電容和變壓器繞組的電感諧振^[3]。死區時間在不同的應用場合可能并不相同，這與電路中要驅動的功率管特性相關，需要根據情況調整。因此可調的死區時間可以擴大驅動電路的適用范圍。相對于文獻[4][5]傳統的死區產生電路，本文提出的可調的死區產生電路結構簡潔，通過調節外接電阻產生固定的死區時間，具有更好的適用性。

1 電路結構和工作原理

　　本文提出的死區產生電路結構如圖1所示。 圖1中的死區產生電路是由Vin1的上升沿延時電路和Vin2的下降沿延時電路組成的。這兩種功能的切換由Vsel端控制。圖1中的DSC(delay stage C )為延時斜坡產生電路，CSA(controller stage A)和CSB(controller stage B)是曲率校正電路并且把死區時間由電壓控制(Vc1,Vc2)調整為電阻控制。當Vsel為高電平時，M3c處于導通狀態，M4c處于關閉狀態，此時CSA和DSC左半部分的正常工作。相反，當Vsel為低電平時，M3c處于關閉狀態，M4c處于導通狀態，此時CSB和DSC右半部分的正常工作。

　　DSC產生的斜坡需要經過比較器重新還原成矩形波。圖1中的死區產生電路只能產生矩形波單側死區時間，而完整的死區功能需要由兩個相同的如圖1所示的結構組成。兩個死區產生電路的DSC中相同端口連在一起，輸入矩形波經過反相器把原輸入信號和經過反相的輸入信號分別輸入Vin1和Vin2端口，經過處理的輸入矩形波就產生帶有死區時間的反相的驅動型號。

　　以圖1中DSC斜坡產生電路左邊部分為例， 圖1中DSC的Vin1和Vin2是輸入需要延時的矩形波信號，Vc1和Vc2是死區時間控制端，通過控制充放電電流來控制延時。由于晶體管M1c的寬長較大，所以當Vin1下降沿時輸出電壓Vo1幾乎瞬間上升到電源電壓VDD幾乎沒有延時，但放電電流受到Vc1控制，放電電流受限，因此會產生一個電壓斜坡。由于輸出點Vo的寄生電容是多個MOS管寄生電容的和，其值等于

C_T=C_ds1c+C_gd1c+C_ds3c+C_gd3c+C_ds4c+C_gd4c+C_ds6c+C_gd6c，其中還包括比較器的輸入電容，但由于其電容值較低，因此忽略。而且由于晶體管M1c、M3c、M4c、M6c的尺寸較大，因此其寄生電容的值也比較大，可調的死區時間范圍二百多納秒。當Vsel為高電平左側部分正常工作時， Vc1控制寄生電容C_T的放電電流，產生電壓斜坡的斜坡在放電初始階段的斜率是固定的，其斜率為(I為初始放電電流)。將該斜坡電壓與一個固定電壓相比較就產生使矩形波單側延時時間，如圖2所示。輸入矩形波Vin1的下降沿到輸出矩形波Vo2的下降沿之間的時間間隔就是延時時間Td，也就是死區時間。同理，斜坡產生電路右邊部分電路可以使下降沿延時，如圖3所示。

　　1.1 電路的性能分析

　　為了計算死區時間，即延時時間Td。本文以下降沿延時電路為例。設比較器的參考電壓為Vref ，當輸入矩形波Vin1下降沿時，寄生電容CT被迅速充電到電源電壓VDD，即Vo1迅速上升到VDD，輸入矩形波Vin1下降沿與Vo2上升沿時間間隔太短可以忽略。當輸入矩形波Vin1上升沿時，給寄生電容CT充電的M1c晶體管處于關閉狀態，但是由于放電晶體管M5c受控制電壓Vc1控制打開，寄生電容C上的電荷被緩慢釋放。

　　Q=C(VDD-Vref )=IT_d (1)

　　其中，I為M5c的漏級放電電流，M5c的工作狀態隨著輸出電壓Vo1的變化而變化。假設輸出電壓Vo1的初始電壓為VDD，M5c的控制電壓為Vc1，此時M5c工作在飽和區，M5c開始給寄生電容CT放電。若忽略溝道長度調制效應，放電電流I為固定電流。當輸出電壓Vo1-Vds3c﹤Vc1-VT時，M5c進入線性區，此時的放電電流并不是一個固定值，而是隨著輸出電壓Vo1變化。但是在圖1的死區產生電路中延時電壓Td與比較器參考電壓相關，延時過程中M5c的工作狀態也與比較器的參考電壓相關。當比較器參考電壓時Vref-Vds3c ≥Vc1-V_T，那么寄生電容CT的放電電流是一個僅受控制電壓Vc1控制的值。當Vref-Vds3c<vc1-v_t時，寄生電容ct的放電電流同時受到控制電壓vc1控制和vo1電壓影響。這里計算設比較器參考電壓vref-vds3c p="" ≥vc1-vt，那么m5c的放電電流只受vc1控制，mos管電流和電壓滿足平方律關系：

(2)

　　其中，μn為NMOS管的遷移率， C_ox為NMOS管的柵氧化層電容，W為NMOS管的柵極寬度，L為NMOS管柵長，VT為NMOS管閾值。

　　即： (3)

　　其中，為常數，從上述公式可以看出，延時時間T_d與控制電壓Vc1是負冪指數關系并不是線性關系。非線性關系會對死區時間控制產生負面影響，如在某些電壓范圍內，死區時間隨控制電壓劇烈波動，無法得到要求的參數。為了校正死區時間 T_d與控制電壓Vc1的非線性，圖1中的死區產生電路增加了CSA和CSB部分。以CSA為例，該部分電路由電阻R1a和MOS管M1a組成。此時的死區時間為：

(4)

　　其中， R' 為二極管連接的M1a的輸出電阻。該電阻值并非定值，但是由于其值較小，波動幅度小，可以視為定值。從式(4)可知，MOS管M1a和M5c組成的電流鏡結構把控制端由電壓轉換成了電流，同時把死區時間Td與控制電壓Vc1的負二次冪關系轉換成了死區時間T_d與控制電流的負一次冪關系。此時只要使M1a的電流I與某個量成反比例關系，就能把死區時間與該變量轉化成線性關系。而歐姆定律恰好滿足反比例關系，因此得到(4)。從(4)中可以知道死區時間Td與外接電阻R1a成線性關系，但是該曲線不經過坐標原點，因此它有最小的死區時間為，即當R1a為零的時候。當Vsel為低電平時，下降沿延時電路和DSC正常工作，其結果類似于上升沿延時電路。

2 仿真結果

　　基于0.5 μm的BCD工藝，對提出的死區產生電路進行仿真。設計采用的供電電壓為5 V，輸入的方波占空比為50%，工作頻率為500 kHz。為了比較電阻控制死區產生電路和電壓控制死區產生電路，對電壓控制的死區產生電路也進行了仿真。這里比較器參考電壓為2.6 V。

　　通過對電路進行瞬態仿真，掃描不同控制電壓下，不同電阻下的死區時間分別得到死區時間Td隨控制電壓和電阻的關系曲線，同時還掃描在0 ℃、25 ℃、50 ℃下的特性曲線。圖4所示為不同溫度下的上升沿死區時間T_d與控制的電壓Vc1的關系曲線，從圖4中可知，上升沿死區時間Td與控制的電壓Vc1的關系曲線正如公式(3)分析的那樣，死區時間T_d與控制電壓Vc1是負二次冪關系，隨著Vc1的增加，死區時間的斜率絕對值逐漸減小。在控制電壓Vc1逐漸增大時，延時時間T_d逐漸減小，因為隨著控制電壓Vc1增大，寄生電容CT的放電電流增大，電壓下降更快，延時時間T_d減小。此外，溫度對延時時間T_d有影響，隨著溫度的升高，延時時間T_d減小。而且，在放電電流較小時溫度對放電電流會產生嚴重影響，這導致死區時間的精確度下降。圖5是不同溫度下的上升沿延時時間Td與電阻R1a的關系曲線， 與圖4相比，上升沿死區時間T_d與外接電阻是呈線性變化的，25 ℃條件上升沿延時時間Td與電阻R1a的關系式為 T_d=1.8R1a+6，死區時間 T_d在0～50 ℃相對誤差3%以內。而且從圖5中可知，三條溫度曲線重合程度非常高，這可以說明溫度對死區時間的影響較小。

　　同理，當Vsel輸入低電平時，下降沿死區產生電路正常工作。下降沿延時時間T_d與控制電壓Vc2和外接電阻R1b的關系如圖6和圖7所示。下降沿死區產生電路的工作原理與上升沿死區產生電路類似，但是下降沿死區產生電路相對于上升沿死區產生電路對溫度更敏感，這可能是由于NMOS管對溫度更敏感造成的。 25 ℃條件下延時時間Td與電阻R1b的關系式為T_d=1.8R1b+1，延時時間T_d在0-50℃相對誤差在6%以內。相對于上升沿延時，下降沿延時精確度更低一些。

　　相較與典型的死區產生電路[5]，本文提出的死區產生電路改變死區時間的產生方式，電路結構更簡潔、緊湊，而且死區產生電路包含了典型死區產生電路中的驅動電路。此外，把原本固定不可調死區產生電路調整為死區時間線性可調，極大地增強了電路的性能。

3 結論

　　本文設計了一種新型的線性可調死區電路，該電路通過改變電壓斜坡的斜率來來調整死區時間。本文設計的固定死區產生電路結構簡潔，通過修正電壓對死區時間的非線性，最終獲得了高精度線性可調的死區時間，相比典型的死區產生電路具有更廣泛應用。

　　參考文獻：

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　　本文來源于《電子產品世界》2018年第9期第71頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。