AD7616是一款16位、具有雙采樣保持通道同步采樣能力，成本和性能經過優化的2 × 8通道模數轉換器(ADC)，。雙采保的ADC架構使得AD7616可以對16通道中的兩個模擬通道進行同時采樣。

這一功能對于電力應用來講，可以用來對一對電壓和電流通道進行同時采樣，以便降低這一對輸入之間的相位誤差。

然而，在三相電力測量系統中，如果只有兩個采保通道還不足以對六個模擬通道同時進行采樣。在做三相功率計算的時候，三相電壓電流的信號采樣值由于非同時采樣的原因會造成一定的相位角度誤差而引起三相功率誤差變大，而且這樣的誤差很難通過軟件精確補償，尤其是在諧波功率也需要被計算的時候。

利用AD7616輸入通道實現準同步采樣的方法，可以大大減少16個通道間由于非同步采樣而引起相位誤差，同時這個方法本身對絕大多數電力應用來并也不會減少幅值測量的精度。其將16個通道之間的相位失配降至最小。這種方法在最小化通道間相位失配的同時，不會降低幅度精度性能。

偽同步采樣

當一個復用輸入非同步采樣ADC循環選擇并逐一轉換其輸入通道時，通道之間會引入轉換時間延遲。延遲時間取決于ADC的采樣速率。從系統角度看，這種時間延遲會在各模擬通道之間產生一個系統級相位誤差或相位失配。

圖1.非同步采樣引起的相位失配

假設將同一個50 Hz正弦波信號施加于一個8通道復用ADC的輸入(所有通道共用一個輸入源)，ADC以1 MSPS速率輪詢采樣各通道。當軟件收到最終樣本時，使用離散傅里葉變換(DFT)算法計算通道之間的相位角。理論上，第一通道和第二通道之間的相位角度差為：

準同步采樣方法利用平均法來使相位誤差最小化。

下面舉一個簡單的例子來講，先把一個多通道非同時采樣ADC采樣順序編程為一個如下所示的順序：VIN1 → VIN2 → VIN3 → … → VIN6 → VIN7 → VIN6 → … → … → VIN3 → VIN2 → VIN1。

圖2.模擬通道VINx采樣模式

這樣，在一個轉換序列中模擬通道VIN1至模擬通道VIN7有兩個轉換結果，而模擬通道VIN8只有一個轉換結果。使用軟件對VIN1至VIN7通道的前后兩次轉換值取平均，并將平均均值結果作為最終ADC采樣結果進行電力應用相關的后續計算。當整個采樣序列中的ADC的采樣間隔時間被嚴密控制成為等間距的時候(各樣本之間相差1 µs)。，VIN0至VIN7的平均值的結果在時間軸上其實與VIN8大致是對齊的，相當于對1到8各個通道來了一次準同步的采樣。

圖3.時間平均樣本與VIN8對齊

請注意，這正是將該方法稱為準同步采樣的原因。

使用準同步采樣的邊界條件

為了解使用準同步采樣方法的邊界條件，應分析最差情況下的誤差，并確定在系統設計中必須做些什么來將誤差控制在合理水平。

圖4.確定采樣誤差

使用偽同步采樣方法時，參見圖4并利用如下公式計算誤差。

兩個樣本點的平均值為：

兩個樣本中點的正弦波原始值為：

因此，誤差Δ為：

當α = (π/2 − β)時，誤差最大;最大誤差僅取決于β。

ΔMAX

因此，

其中：

N為一個采樣序列中的總通道數。

fSIG為信號頻率。

fS為采樣頻率。

例如，假設最大采樣頻率為1 MHz，ADC共有8個通道，輸入頻率為50 Hz，則一個50 Hz信號的理論最大幅度誤差為：

注意，此誤差可忽略不計。

當輸入頻率為250 Hz(五次諧波)時，一個50 Hz信號的理論最大幅度誤差為：

當輸入頻率為2.55 kHz(51次ST諧波)時，一個50 Hz信號的理論最大幅度誤差為：

關于此理論分析，請注意以下幾點的結論：

•較高采樣速率有利于實現較高的系統級幅度精度。

•一次突發采樣中的樣本間時間間隔建議保持恒定。

•無法精確測量較高頻率的輸入信號。然而，在典型輸配電應用中，較高次諧波的測量精度一般不重要。對大部分應用而言，一般滿足系統規格即足夠。

利用AD7616實現偽同步采樣

靈活序列器

在軟件模式下使用時，AD7616有一個靈活且可編程的采樣序列器。在系統上電初始化期間，用戶可以寫入序列器堆棧寄存器來對AD7616序列器編程，為其設置預定采樣順序。序列器堆棧由32個寄存器組成，可以用它來實現1到32個采樣順序的自由編程

各序列器堆棧寄存器的8個LSB(通道D0至通道D7)定義A組(通道A0至通道A7)中的哪個通道和B組(通道B0至通道B7)中的哪個通道被選入下一次轉換。寄存器中的位D8定義序列器在完成下一次轉換之后是否停止以返回堆棧的第一層。當序列器激活時，它會從第一個堆棧寄存器中讀取第一次的采樣通道配置來進行采樣，假如D8=1，那么這個采樣序列在完成這次轉換以后就結束，否則就會讀取下一個堆棧寄存器的值來進行通道的配置和采樣，然后根據D8的值來決定是否整個采樣序列到此為止。D8=0，那么繼續讀取再下一個，D8=1，那么采樣序列結束，回到第一個堆棧寄存器，等待下一次突發采樣啟動信號的到來。

圖5.對AD7616序列器編程以激活突發采樣

突發模式

對于大部分傳統復用輸入和逐次逼近型寄存器(SAR) ADC，一個轉換信號只能引起一個ADC轉換。換言之，一個CONV脈沖只能對一個ADC通道進行采樣。

為了滿足使用準同步采樣所需的邊界條件，用戶必須通過發送一系列高速脈沖向ADC連續提供CONVST信號，而且這些脈沖之間的間隔時間相同。

圖6.利用傳統復用輸入ADC實現的突發采樣

此外，傳統的ADC還必須在非常短的時間(下一個CONVST脈沖到來之前)內讀出ADC轉換數據。有時候，當客戶希望利用通用微控制器(MCU)與ADC接口時，這種要求可能引起問題。

AD7616的突發模式非常好地解決了這個問題。當突發模式激活時，ADC只需要一個來自控制器的CONVST觸發信號。AD7616的內部邏輯可以產生一系列高速內部CONVST脈沖以觸發ADC內核，把預先通過可編程序列器編輯好的采樣序列掃面一般并且將整個掃描序列的ADC突發轉換結果按照先后順序存儲在數據緩沖器中。然后，控制器可以較慢速度讀出整個數據幀而不用擔心數據丟失的問題。

圖7.利用AD7616突發模式實現的突發采樣

通過使用突發模式用戶可以在一次突發的多通道掃描中實現ADC內核的最高采樣速率，而對MCU MIPS和數據接口速度無任何限制。結合用戶自定義的靈活序列器，在AD7616上可以輕松實現準同步采樣。

實際測試

測試設置

圖8所示為實際測試設置。一個精密信號(音頻精密)發生器向AD7616送入低噪聲、低THD正弦波信號。

ADSP-CM408F處理器控制采用準同步采樣配置的AD7616。ADC原始數據通過通用異步接收器/發送器(UART)發送給PC以供進一步分析。然后，使用VisualAnalog®軟件可以分析ADC數據以獲得交流性能(SNR和THD)，使用Microsoft Excel®可以運行DFT算法以獲得相位和幅度信息。

圖8.實際測試設置

為使的實驗結果的對比更為容易，我們把可編程序列器編程為對同一個模擬輸入通道VIN1進行采樣。

圖9.VIN1樣本(S0至S14)

這樣，在一個數據突發中，VIN1按照先后順序，總共被采樣15次。如圖9所示，第一樣本(S0)與最后一個樣本(S14)配對以獲得VIN11的均值結果，第二樣本(S1)與第14個樣本(S13)配對以獲得VIN12的均值結果，以此類推。注意，第八樣本保持不變，被用作原始VIN1。所有其他均值數據(VIN11至VIN17)與原始VIN1進行比較，以獲得最終測試結果。

測試結果

測試信號 = 50 Hz(電力線基頻)

對于低頻輸入信號(50 Hz)，均值信號相對于原始信號的總延遲為0。幅度和總諧波失真(THD)根本不受影響。事實上，信噪比(SNR)性能還略有改善。詳情參見表1。

測試信號 = 250 Hz(電力線五次諧波)

當輸入信號的頻率稍加提高到250 Hz時，均值信號相對于原始信號幾乎無延遲。幅度有−0.001 dB衰減(相當于0.01%，與“準同步采樣的邊界條件”部分所討論的數學推導的結果相吻合)。THD相對于原始信號總體上無變化，SNR則有0.5 dB到1 dB的改善。詳情參見表2。

表1.測試結果，輸入信號頻率 = 50 Hz

表2.測試結果，輸入信號頻率 = 250 Hz

測試信號 = 2550 Hz(電力線51次諧波)

當輸入信號頻率提高到2550 Hz(對于50 Hz的工頻信號來講相當于51次諧波)時，處理結果的最大幅度誤差略有增加。均值信號S0 + S14是幅度測量的最差情況。衰減約為−0.055 dB，相當于0.63%的誤差，與數學分析結果一致。THD相對于原始信號總體上無變化，SNR有0.5 dB到1 dB的改善。相位誤差仍然非常低(0.01°)，在大多數電力自動化應用中可以忽略不計。詳情參見表3。

表3.測試結果，輸入信號頻率 = 2550 Hz

結論

大多數電力自動化應用的實際需要測量的輸入信號在50 Hz到2550 Hz范圍內。這些應用基本上都通過利用AD7616的靈活序列器和突發模式，來實現準同步采樣以保證其各個模擬量通道之間被近似于同步的采樣，而且整個系統測量的交流精度并不會降低。