作者 王博 崔晶 西安鐵路職業技術學院(陜西 西安 710014)

　　*基金項目：西安鐵路職業技術學院2017年度立項課題(編號：XTZY17G06)

　　王博(1983-)，男，碩士，講師，研究方向：逆變技術。

摘要：為實現直流到交流變換的逆變器系統，在以DSP28032為核心控制器的基礎上提出了“I”型三電平逆變器的系統方案。與兩電平逆變器對比，綜合分析了三電平逆變器拓撲的特性與優勢，結合DSP控制器硬件資源及逆變器具體需求，給出了系統主電路結構及其工作原理、濾波器設計方法及詳細參數、IGBT驅動電路、必要的數字信號調理電路、關鍵模擬量采集電路、控制系統等方面的具體實現方法，并最終在實驗中驗證了逆變器系統及獨立功能電路的可行性。

0 引言

　　逆變器是一種將直流電能轉換為交流電能的變換裝置。逆變器廣泛應用于光伏、風能等新能源發電行業。對于交流電機類負載的驅動，諸如軌道交通變流器、電動汽車驅動器中也有應用。另外，隨著電池、超級電容等儲能技術的發展，由此構成的微型供電系統對于逆變器的需求越來越大。

　　本文以DSP28032為核心控制器，主要針對三電平逆變器主拓撲結構、LC低通濾波器、IGBT驅動、信號調理系統、控制系統等部分給出設計方案，最終通過實驗手段驗證設計方案的可行性。

1 逆變器拓撲選型設計

　　傳統的兩電平逆變器按照電路拓撲結構，可分為半橋式和全橋式。半橋式與全橋式的兩電平逆變器在20世紀80年代前占據主導地位。1981年，日本學者首次提出三電平中點箝位PWM逆變器，即“I”型逆變器，并給出其拓撲結構，如圖1所示。此后，相關學者對多電平逆變器進行了大量研究，提出了許多新的電路拓撲結構和控制策略，包括另一三電平的典型代表拓撲“T”型三電平拓撲，如圖2所示。

　　三電平逆變器相對于兩電平逆變器而言，雖然從電路結構上看要復雜些，但三電平拓撲由于其結構的特殊性，成為逆變器中應用最廣泛的一種。首先，在同等條件下，兩電平逆變器對于開關管的要求，比三電平拓撲對于開關管的電壓規格要求高一倍。例如，如果直流側為單邊400 V雙邊母線800 V，兩電平開關管的電壓規格要選擇1200 V規格的開關管，而“I”型三電平可選擇600 V的開關管，“T”型三電平選擇兩個1200 V，兩個600 V的開關管，從開關器件成本上對比，三電平有明顯的優勢。其次，三電平拓撲隨工作狀態變化，交流輸出點在電路工作時有三個電平，而兩電平只有兩個電平，由此，交流輸出開關次的諧波較低;另外，三電平逆變器輸出諧波小，因此，對于交流低通濾波器的要求較小，成本及體積也有較大優勢，效率也有相應提升，對于逆變器產品的功率密度提升有實質性意義。因此，研究此類三電平逆變電路具有較高的實用價值。

　　“T”型拓撲與“I”型拓撲在實際應用中，按照逆變器系統的具體功率、開關頻率、成本等因素也有一定差異。有關文獻表明，“I”型拓撲適用開關頻率為16 kHz以上的中小功率場合，“T”型拓撲在16 kHz以下的中大功率產品中有顯著的性能與成本優勢。本文逆變器系統需求功率為1 kW，功率較小，開關頻率按照開關管的特性選取24 kHz，基于上述兩種拓撲在應用中的差異性，選取“I”型拓撲作為逆變器系統主電路。

2 “I”型三電平主電路設計

　　2.1 “I”型三電平主電路工作時序

　　“I”型三電平電路直流側經過直流電容接入，在“I”型的橋臂中點處連接交流輸出的低通濾波器，濾波器形式可為LC或LCL。在開關管交替開通、關斷時，橋臂中點電壓有三種變化形式：+BUS、N及-BUS，這三種電平經過低通濾波器濾波處理后變為工頻的電壓波形。

　　為了將橋臂中點三種脈動的交流電平變為規則的正弦波，三電平拓撲中開關管的發波需要進行嚴密的邏輯控制。一般地，在逆變器輸出的正半周內，Q1高頻開關動作，其占空比呈正弦包絡，Q2為工頻變化的開關管，在正半周處于常通的狀態。同時，在輸出正半周內，Q3的開關動作邏輯與Q1呈互補狀態，Q4呈關斷狀態。而在輸出負半周，四個開關管的工作狀態與正半周對調，即Q4呈高頻開關動作，占空比呈正弦包絡，Q3負半周中常通，Q2與Q4邏輯互補，Q1呈關斷狀態。詳細邏輯關系如圖3所示。

　　2.2 LC低通濾波器設計

　　逆變器的LC低通濾波器的主要功能是有效的將逆變器橋臂中的高頻開關次諧波濾除，并且對于交流輸出的工頻成分不會有衰減，達到以上兩個濾波效果的濾波器是較為理想的濾波器。基于香農采樣定理，結合逆變器設計經驗，低通濾波器的截止頻率fc一般需要滿足：

(1)

　　其中fo為交流輸出頻率，一般為工頻，fs為逆變器開關頻率。

　　為實現逆變器輸出標準的工頻正弦波電壓，盡量減少其中的高次諧波含量，LC低通濾波器的截止頻率必須遠遠小于逆變器橋臂的工作頻率，一般要低于1/10的開關頻率，即：

(2)

　　同時，LC低通濾波器又要盡可能減少對工頻輸出造成太大的衰減，因此截止頻率又要遠遠大于工頻頻率，工程設計一般要大于10倍的工頻頻率，即：

(3)

　　另外，為減小逆變器交流輸出電壓總諧波含量THDu，LC濾波器的濾波電容取值應盡量大，但是較大濾波電容會造成系統無功功率的提高。因此，需要選擇合適的濾波電容與濾波電感搭配，工程設計中，由濾波電容產生的無功功率一般要小于額定功率的5%。由此，經過計算濾波電容可選取4.7μF。

　　濾波電感的取值一般主要考慮電感電流紋波率。紋波率越大，峰值電流越大，一旦超過IGBT的不可重復峰值電流，就會對IGBT造成威脅。峰值電流過大，也會使電感磁損變大，溫升提高。工程設計中，濾波電感紋波電流率一般選取電感額定電流的30%。由此，經過計算可選取電感為1.3 mH。

　　基于LC低通濾波器有關截止頻率的設計思路及濾波電容、濾波電感的設計方法，即可得到滿足逆變器系統各項性能參數的LC低通濾波器。

3 逆變器控制電路設計

　　逆變器主電路結構的選取，是綜合逆變器系統各項性能參數需求，包括系統的交流輸出總諧波含量THDu、效率、整機熱處理方式及成本等。而決定逆變器系統各項性能指標實現的另一必要條件就是能否根據主電路設計匹配的控制電路，組建完整的控制系統，從而確保系統各項參數一一兌現。為此，本文中逆變器控制系統主要解決在開關管隔離驅動電路、數字信號與模擬信號調理電路等。

　　3.1 IGBT驅動電路

　　IGBT即絕緣柵雙極型晶體管是一種性能優良的功率半導體器件，采用IGBT作為“I”型逆變器主電路的開關管，可滿足逆變器系統要求。IGBT優良特性的發揮是建立在可靠、穩定驅動控制之上，因此，IGBT的驅動電路是關鍵所在。

　　有關文獻顯示，IGBT是一種電流型的開關器件，其結構原理可等效為MOSFET和電力晶體管組合而成。柵極驅動首要解決的是在IGBT開關動作時，能夠有足夠的功率對柵極電荷Qg做功。IGBT在關斷時存在拖尾電流，使IGBT產生較大的損耗，為此，驅動電路設計中引入負向電壓快速將其關斷，避免電流拖尾發生，負向電壓一般在工程設計中選取﹣10 V左右。另外，為保證IGBT在導通時較低的通態壓降，根據其導通特性，需要提供較高的驅動電壓，但不能超過其限值±20 V，工程設計中一般選取15 V較為適中，如圖4所示。除此之外，驅動電路要實現信號電路與功率電路的隔離，需要用光電耦合器實現信號隔離傳輸，用變壓器解決驅動隔離電源。

　　3.2 關鍵信號調理電路

　　3.2.1 SPWM波電平轉換

　　DSP中用于控制開關管的SPWM波由EPWM模塊發出，其高電平為3.3 V的信號。而開關管的驅動輸入信號為高電平5 V的信號，因此，需要將3.3 V數字控制信號調理為5 V的數字信號。而且在調理的過程中，信號上升沿、下降沿延時要盡可能小。本文中采用TI公司集成的數字信號轉換芯片SN74LVC4245實現。

　　SN74LVC4245的引腳DIR是方向控制端，當引腳為低電平時：1)若DIR為低電平，則從B1~B8端輸入的數據可以傳到A1~A8;2)若DIR為高電平，則從A1~A8端輸入的數據可以傳到B1~B8。DSP發出的PWM信號為3.3 V，因此，選擇第一種，即將DIR置位為0。

　　3.2.2 輸出交流電壓采集

　　逆變器輸出交流電壓采樣采用較經濟的實現方法，如圖6所示，利用電阻R1、R2將逆變輸出高壓信號衰減，送入運算放大器。運放采用差分的方式，可有效抑制共模干擾。對衰減的交流信號在進入DSP的A/D口前，要變為直流信號。為此，用3.3 V基準電壓進行偏置處理，變為DSP可識別的反應交流信號的直流量。

　　3.2.3 輸出交流電壓直流分量采集

　　由于逆變橋臂器件、控制電路等的差異，逆變器輸出的交流電壓均存在一定的直流偏置電壓，如果對該直流偏置電壓不做一定的控制，對于負載及逆變器系統本身都會有不良的影響。而且，這種不良的影響會隨著直流偏置電壓的增大而惡化。因此，需要從逆變器系統角度進行必要的控制處理，確保直流偏置電壓在一定范圍內(國內對于該直流偏置電壓的標準要求為±100 mV)。

　　該直流偏置電壓的校正方法一般從控制中做必要的修正來抑制，因此，能夠準確獲取直流偏置電壓是校正的前提。本文為解決該問題，對逆變交流電壓通過兩級的RC低通濾波處理有效提煉出直流分量，如圖6所示。同時，將該直流分量通過兩組完全一致的運算放大器進行共模處理，并放大該信號，這樣，可較為精準獲取直流分量，最終送入DSP的A/D口采集。

　　3.2.4 電感電流采集

　　逆變器電感電流的采集選用閉環電流模式的霍爾傳感器，可提高電流采樣精度，盡可能減小采樣器件的延時，同時，霍爾器件可采集直流電流，對于交流電流的直流分量可精確獲得。如圖8所示，將霍爾傳感器原邊與電感串聯接入交流回路中，在副邊即可獲得Is、Is與Ip 的關系為Ip=nIs，其中n為霍爾器件的原副邊匝比。副邊電流Is流采樣電阻Rs將電流信號變為與之匹配的電壓信號，再經過運算放大器后送入DSP的A/D口。

4 逆變器控制系統設計

　　逆變器控制系統以DSP28032為核心控制器實現逆變器雙閉環控制。整個逆變器系統以交流輸出電壓反饋為外環，以逆變器濾波電感電流反饋作為內環。其中電流內環響應速度較高，可根據電感電流變化，逐周期實現對逆變器SPWM波的處理。電壓外環影響速度較低，不僅實現輸出電壓有效值的閉環控制，而且根據標準正弦波，實現精準的瞬時控制。同時，在系統控制中引入隨直流輸入電壓變化的前饋控制算法及直流偏置電壓修正控制等，實現逆變器相應的性能指標。除此之外，鑒于逆變器實際工況，在控制系統中實現逆變器交流輸出過流、短路等功能。

5 實驗結果

　　完成逆變器的主電路設計、LC濾波器設計、數字與模擬信號調理電路設計、IGBT驅動電路設計、控制系統設計等工作后，搭建相應功能模塊，對逆變器系統在實驗中實際測試其結果。

　　從實驗結果看，該逆變器系統對于逆變器產品的相關功能、性能需求均能實現并達標，尤其在直流分量抑制、逆變器輸出短路等方面表現突出，如圖9所示為逆變器輸出電壓波形。由此可見，本文給出的設計及實現方法可行。

6 結論

　　本文對三電平逆變器進行了深入分析，結合逆變器產品需求，給出系統實現方案。以“I”型三電平逆變器為研究對象，以DSP28032為核心控制器，組建逆變器系統，對系統中涉及的LC低通濾波器、數字信號調理電路、模擬量采集電路、IGBT驅動電路、逆變器控制策略等方面給出了詳細的設計及實現方法。最后，通過實驗手段驗證了該方案有效、可行。

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　　本文來源于《電子產品世界》2018年第6期第50頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。