1 引言

定向耦合器的功能是把輸入的電磁能量按照一定的比例從不同的端口輸出，具有功率分配功能。在微波技術中，定向耦合器用來監視功率、頻率和頻譜；把功率進行分配和合成；構成天線的收發開關、平衡混頻器和測量電橋。由于定向耦合器在信號處理系統、通信等領域起著舉足輕重的作用，所以尋找性能更好、功能獨特的定向耦合器，一直是人們很感興趣的一個領域。耦合器設計的要求主要包括四個端口的S參數和相位穩定，并且要求耦合器小型化以及制造成本低。

隨著通信技術的發展，越來越多通信系統要求耦合器工作在雙頻或多頻段，例5.2-5.8GHz的無線局域網(WLAN)窄帶系統頻段；900MHz 和1.8GHz的GSM系統。近年來，很多人提出了雙頻耦合器的設計方法和結構，比如，采用π型或T型代替四分之一波長傳輸線的耦合器；在耦合器的端口處加入開路枝節或短路枝節；改變耦合器上四分之一波長的分支傳輸線的參數。然而，這些雙頻耦合器的設計往往尺寸較大，并且只單獨討論了WLAN頻段內或GSM頻段內的窄帶特性，而很少提及覆蓋著兩頻段的寬帶耦合特性，不能滿足此時多頻、寬帶的通信系統需要。

基于以上的研究背景，本文提出了一種工作在雙頻帶系統、分支線采用SIR結構的寬帶耦合器。這種耦合器的特點是引用四根的分支線，并在這些分支傳輸線上采取SIR結構。

通過改變SIR結構上傳輸線的阻抗，該耦合器可以在工作的雙頻段（高低頻段）上靈活控制諧振點的位置和帶寬，以使散射參數符合指標。采用Zeland IE3D對SIR結構中的傳輸線各個參數進行研究，仿真結果顯示，通過改變在耦合器分支線中SIR結構的阻抗，可以控制諧振點的位置，以滿足所需的帶寬。所設計實現的雙頻耦合器工作在1.8GHz-2.45GHz頻段和5.2-5.8GHz頻段，帶寬分別是36%和22%，覆蓋了WLAN系統的頻段和GSM系統的頻率。

2 耦合器結構和設計

該耦合器的結構如圖1所示。為了實現耦合器擴展工作帶寬，我們在雙頻段內各自引入較多的諧振點，耦合器采用4段平行的傳輸線組成，長度約等于中心頻率處的二分一波長。而L1和L4的長度約為中心頻率處的四分一波長。通過奇偶模法分析該耦合器的A矩陣，從而初步得出耦合器各分支線的阻抗。

同時我們在L3處引用了SIR結構，如圖2所示。通過調節SIR的W3和W1，可以改變耦合器特性。圖3和圖4給出了采用Zeland IE3D的仿真結果。我們采用了相對介電常數為ε_r=2.55，厚度h = 0.8 mm的介質基片，此時。

可以看出，隨著W6增大，在高頻段中的三個諧振點逐漸地往外擴，帶寬相應地增加，而低頻段處的三個諧振點逐漸地集中，帶寬相應地變窄；當W5減小時，高頻段中的帶寬逐漸增加，而低頻段的帶寬變化不明顯。從圖中曲線可以看出，我們可以調節L5和L6的阻抗比，從而在兩段頻段處找出最優的S參數。

圖1 耦合器電路結構

圖2 引用SIR結構的耦合器

圖3 W5對耦合器回波損耗的影響

圖4 W6對耦合器回波損耗的影響

3 仿真與測量結果

耦合器的設計模型如圖5所示，該耦合器在介電常數為2.55，厚度為0.8mm的微帶基片上設計并加工。圖6是耦合器的實物照片。

圖7至和圖10為耦合器仿真和測量的S參數振幅曲線圖。圖11為輸出端口間相位差的仿真圖和測量圖。表一給出了耦合器在1.8GHz、2.45GHz、5.2GHz、5.8GHz頻點上四個端口的插入損耗和回波損耗、以及相位差。結果顯示，耦合器在兩個頻段內具有較寬的通帶，覆蓋了低頻段處1.8GHz -2.6 GHz和高頻段處的5GHz-6GHz，實現了功率平分，且相位差為90度。在低頻段處1.8GHz -2.6 GHz處輸出端口2超前于端口3；而在高頻段處的5GHz-6GHz處，端口2落后于端口3。

對比仿真結果和實測結果發現：在低頻部分，兩者吻合地比較好，在高頻5.2/5.8GHz頻段出現了稍微的偏差，分析原因在于介質板在高頻時，其介電常數出現了偏差，并且加工的精度也帶來了偏差。從整體上來看，兩者的一致性還是很好的，說明了仿真的可行性。

圖5 結構示意圖

圖6 實物照片

圖7 S11的仿真和測量結果（振幅）

圖8 S41的仿真和測量結果（振幅）

圖9 S31的仿真和測量結果（振幅）

圖10 S21的仿真和測量結果（振幅）

圖11 輸出端口的相位差

表1 在各頻點上的仿真值和測量值

4 結論

本文介紹了一種分支線采用SIR結構的寬帶雙頻耦合器。這種耦合器引用了四根S31的分支線，并在這些分支傳輸線上采用SIR結構。通過改變SIR結構上傳輸線的阻抗，該耦合器實現了在工作的雙頻段（高低頻段）上帶通特性，且可以靈活地調節諧振點的位置，有效地擴展帶寬。在1.8-2.45GHz和5.2-5.8GHz兩段頻段內有較好的特性，既滿足GSM的1.8GHz頻段的系統，也滿足無線局域網(WLAN)系統要求。