張志鴻，衛?明（中國電子科技集團公司第三十六研究所，浙江?嘉興?100048）

　　摘?要：功率分配器是決定功率放大器合成效率最關鍵的器件之一。本文設計的功率分配器采用3 dB多枝節耦合器形式實現, 該器件結構簡單，在14 GHz~16 GHz頻段范圍內具有低插損、高隔離等優點。通過仿真軟件HFSS對該器件進行了建模仿真，并加工出實物，實際測得該功分器輸入端的回波損耗小于-19 dB，兩輸出端口間隔離度大于15 dB。實測數據和仿真數據吻合度較高，性能良好。

　　關鍵詞：功分器；定向耦合器；Ku波段

　　0 引言

　　功率分配器是一個重要的微波無源器件，廣泛應用于通信、雷達以及電子戰等電子系統中。近年來，在系統需要的牽引下，功率分配器正朝著寬頻帶、低插損以及高功率方向發展。傳統的微帶傳輸線功分器(如威爾金森、分支線電橋、環形電橋等)，Q值低，易實現寬帶，但具有損耗大、功率容量小等缺點。基于波導傳輸結構的功率分配器(如H面T分支、E面T分支、魔T等)損耗小于普通的平面傳輸線，具有功率容量大等特點，因而廣泛應用于高功率場合 ^[1] 。它們都是通過在波導內加上額外的匹配元件來抵消波導不連續性所帶來的影響，從而實現匹配的。但HT和ET由于是三端口器件，無法做到完全匹配，實現較高的端口隔離度較難 ^[2] ，魔T則由于空間限制，對于某些有空間要求的電路并不適用。本文介紹了一種結構簡單容易實現的多枝節波導耦合器結構用作功分器，并給出了其在HFSS中的仿真結果和實物測試結果。

　　1 工作原理

　　本設計中的3 dB多枝節波導定向耦合器模型如圖1所示，其中，1端口是輸入端；2端口是輸出端口；3端口是耦合端口；4端口是隔離端口。由于耦合度為3dB，因此當信號從1端口輸入時，2端口和3端口的輸出信號幅度是一樣的，4端口沒有信號輸出，從而實現了功分器的功能。

　　本設計中采用五孔耦合的模型，如圖1所示。由于多分支波導定向耦合器的結構對稱，因此可以以對稱面為界,利用奇偶模理論對如圖1所示的五孔3dB定向耦合器進行分析，忽略節效應，當波導吸收負載端口和波導輸入端口為偶模激勵時,對稱面上為電壓波腹點,此時該耦合器可被分成為以對稱面為界的兩個相互獨立并且相同的二端口網絡。在此不妨假設這5個分支線的長度均為λ/4,各個分支線之間兩兩相隔λ/4，中間3個分支線相對于主波導的等效特性阻抗均為а,最外面兩側分支線相對于主波導的等效特性阻抗均為c。則該二端口網絡偶模等效電路如圖2所示,奇模等效電路如圖3所示。

　　二端口網絡的偶模等效電路的總歸一化為：

　　為了簡化，用A、B、C指代上述方程式。同理，二端口網絡的奇模等效電路的總歸一化為：

　　將參量轉換成S參量，即可得到奇偶模的反射系數和傳輸系數分別為：

　　理想情況下，4端口作為隔離端口輸出為0，輸入端口1端口沒有反射。即：

　　由 式 （ 7 ） 可 得 ？ 由 式 （ 3 ） （ 4 ） 可 得 ，B=C。即：

　　作為功分器，則有，即：。通過式（3）（4）可得：

　　即：，再結合式（8）可得出a和c的一個關系。在此基礎上運用仿真軟件對該功分器進行建模和仿真。

　　2 仿真設計與實現

　　根據前文的分析，本設計中采用的也是五孔耦合方式。采用HFSS仿真軟件建模仿真，仿真模型如圖4(a)所示，然后對模型進行仿真優化。通過改變5個孔的尺寸以及孔與孔之間的孔距來改變耦合器的各項性能。

　　在仿真和優化過程中，5個孔的尺寸以及孔與孔之間的孔距涉及到較多的變量，使得仿真優化的計算量過大，耗時較長。因此將模型簡化，將5個孔的尺寸設為一致，各孔間的孔距也設為一致，這樣提高了仿真優化的效率，大大壓縮了仿真的時間。

　　通過仿真優化出一組最符合指標要求的尺寸后，我們按照該尺寸對模型進行加工。耦合器采用鋁實現，為增加加工精度，以波導寬邊的中心點為剖面，將耦合器分為兩個部分進行加工。耦合器的示意圖如圖4（b）所示。為了減少耦合器的插損，并綜合成本考慮，將鋁的表面鍍銀。

　　隨后對耦合器進行指標測試，并將測試結果與仿真結果進行對比，結果如圖3所示。

　　圖5（a）為多枝節波導定向耦合功分器S ₂₁ 和S ₃₁ 的仿真和測試數據對比。從圖中可以看到，仿真數據和測試數據比較吻合度較高。S ₂₁ 測試數據在2.4 dB~3.4 dB之間，不平坦度約為1 dB。S ₃₁ 測試數據在-2.9 dB~-3.9 dB之間，不平坦度約為1 dB。從圖3(a)的數據可以看出，該多枝節波導定向耦合功分器并不能單獨作為功分器或者合成器在電路中使用，需要配對的分配合成網絡中使用。

　　圖5（b）為多枝節波導定向耦合功分器S ₁₁ 和S ₂₃ 的仿真和測試數據對比。S ₁₁ 的仿真數據和測試結果吻合度高，測試結果顯示S ₁₁ 基本上在-20 dB以下，性能良好。而S ₂₃ 仿真數據在-20 dB以下，但實測結果在-15 dB~-20dB之間，有一定的差距。

　　3 結果分析

　　從前面的實物測試數據和仿真數據的對比可以看出，S ₁₁ 、S ₂₁ 、S ₃₁ 等指標，仿真數據和實測數據吻合，但是S ₂₃ 實測和仿真數據有一定差距。S ₂₁ 、S ₃₁ 仿真和實測數據趨勢相同，吻合度相當高，這也保證了S ₁₁ 的仿真和實測數據基本吻合。S ₂₃ 即2、3端口隔離度仿真數據比實測數據高5 dB~6 dB，有一定的差距。分析造成這一結果的原因有以下幾點。①加工原因，加工存在的誤差、腔體的光潔度不夠，都能使得仿真和實測不相符；②仿真設計因素，由于仿真軟件的原因或者參數設置問題，導致仿真結果和實測本來就存在一定的誤差。

　　本設計對仿真和加工精度要求較高，當實物完成加工后，缺少有效的調試手段，對耦合器進行適當的微調，優化性能。在后續的設計中，考慮在開孔處加入調諧螺釘，加強性能的可調性。

　　參考文獻

　　[1]黨章,鄒涌泉,張玉興,等.一種新穎的Ku頻段寬帶波導功分器[J].電訊技術,2007,47(6):106-108.

　　[2]崔白彬,羅永倫.Ka波段E面3dB分支波導耦合器[C].2007年全國微波毫米波會議論文集,2007:1010-1013.

　　[3]Ho T Q,Shih Y.Spectral-domain analysis of E-planewaveguide to microstrip transitions[J].IEEE Trans. MicrowaveTheory Tech,1989,37(2):388-392.

　　[4]王文祥.微波工程技術[M].北京:國防工業出版社,2009:1-677.

　　[5]李宗謙,佘京兆,高葆新.微波工程基礎[M].北京:清華大學出版社,2004.

　　本文來源于科技期刊《電子產品世界》2019年第10期第47頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。