O 引言
傳統的全橋(Full-bridge――FB)PWM變換器適用于輸出低電壓、大功率的情況．以及電源電壓和負載電流變化范圍大的場合。為避免開關過程中的損耗隨頻率增加而急劇上升，在移相控制(Phase―Shifting Control――PSC)技術的基礎上利用功率MOS管的輸出電容和變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋變換器的4個開關管依次在零電壓下導通，實現恒頻軟開關．稱為全橋零電壓開關PWM變換器。它由于實現ZVS主要靠變壓器漏感儲能，但在輕載的條件下，電感能量不夠大，因此PSC FB ZVS―PWM變換器的滯后橋臂不易滿足ZVS條件。所以有人開發出一種PSCFB ZVZCS―PWM變換器，這種電路在保證超前橋臂開關管實現零電壓開通的條件下，利用在變壓器原邊串聯一個飽和電感Ls的方法，實現滯后臂的零電流關斷。其特點是滯后橋臂開關不再并聯電容，以避免開通時電容釋放的能量加大開通損耗。但是，外部加大電感會儲存額外的能量從而產生大循環電流而加大損耗。
本文中提出了一種新型ZVZCS移相全橋PWM控制變換器，在超前橋臂實現ZVS的基礎上，讓滯后橋臂實現零電流開通與關斷。

l 電路拓撲及其工作原理
電路拓撲如圖1所不。在新的拓撲結構中，傳統移相全橋PWM控制變換器巾的變壓器中兩個獨立且相同參數的變壓器替代，在前半個周期中，一個變壓器實現傳統電路巾的功能，另一個作為電感起作州。在后半個周期中互換功能。圖l中D3和D4分別串聯在滯后橋臂開關管S3和S4上用來阻斷反向電流，實現零電流開通。取阻斷電容Cb值較小使得VCb的紋波夠大，使得開關管上電流能夠迅速減小到零。

為了簡化分析，作如下假設：
(1)所有的開關器件可以近似為理想器件；
(2)兩個變壓器的參數相同，變壓器Tl與T2的勵磁電感Lm1等于Lm2為Lm；
(3)C1=C2=Cr
將其工作過程分為8個模態進行分析。圖2給出了電路的主要工作波形，圖3給出了電路各個階段的等效電路。各開關模態的工作情況描述如下。

(1)模態l|t0～t1| 對應于圖3(a)。S1和S4導通。原、副邊電流回路如圖所示。阻斷電容正向充電，到t1時刻，其上電壓為Vcb(t1)，輸出整流管DS2自然關斷，所有負載電流均流過DS1。T1作為變壓器傳輸能量到輸出，而T2的勵磁電感作為輸出電感。

式中：n為變壓器變比。

原邊電流ip為

T1原邊繞組上電流的斜率為

(2)模態2[t1～t2] 對應于圖3(b)。在t1時刻關斷S1，原邊電流ip從S1中轉移到C1和C2支路中，以相同的速率給C1充電，同時C2被放電。由于有C1和C2，S1是零電壓關斷，而同時由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

當C2放電完畢、VDS2下降到零后，ip通過S2的反并二極管D2續流。如圖2中當VDS2下降到零后立即開通S2，實現零電壓開通。
該模態的時間為

(3)模態3[t2～t3] 對應于圖3(c)。開關S2零電壓導通。Vp等于零，所以此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容電壓vcb，原邊電流開始減小，原邊電壓極性開始改變。副邊兩個整流二極管DS1和DS2同時導通，此時原、副邊繞組電壓均為零，vcb全部加在漏感上。由于漏感較小，阻斷電容較大，可近似認為vcb基本不變，ip基本是線性減小，即：

在t3時刻，原邊電流下降到零。該模態時間為

(4)模態4[t3~t4] 對應于圖3(d)。原邊電流為ip=0，vp=Vcbp。副邊兩個整流管同時導通均分負載電流。
(5)模態5[t4～t5] 對應于圖3(e)。在t4時刻關斷S4，此時S4中沒有電流通過，因此實現了零電流關斷。此階段原邊電流仍為ip=0，Vp=Vcbp。副邊也仍維持模態4的狀態。
(6)模態6[t5～t6] 對應于圖3(f)。在t5時刻開通S3，由于漏感的存在，原邊電流不能突變，實現零電流開通。
由于原邊電流不足以提供負載電流，副邊兩個整流管依舊導通．此時加在漏感兩端的電壓為一(Vin+Vcbp)，原邊電流從零開始反方向線性增加。

在t6時刻，原邊電流反方向增加到負載電流。該模態的時間為

(7)模態7[t6～t7] 對應于圖3(g)。這一模態工作情況正好與模態l相反。S2和S3導通。原邊開始提供負載能量，同時給阻斷電容反向充電，到t7時刻，其上電壓Vcb(t7)=-Vcb(t1)。輸出整流管DS1自然關斷，所有負載電流均流過DS2。T2作為變壓器傳輸能量到輸出，而T1的勵磁電感作為輸出電感。

(8)模態8[t7～t8] 對應于圖3(h)。這一模態工作情況正好與模態2相反。在t7時刻關斷S2，原邊電流ip從S2中轉移到C1和C2支路中，以相同的速率給C2充電，同時C1被放電。由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

在t8時刻，阻斷電容Cb上的電壓Vcb為

之后，當S1開通時又能實現零電壓開通，繼續另一個周期。

2 參數分析
從以上的分析，對于電路的各個主要參數可以進行以下分析。
2．1 最大占空比
根據變壓器的伏秒平衡原理，占空比可以表示為

式中：TZCS為實現滯后橋臂ZCS的時間，它取決于開關管的關斷特性。
2．2 原、副邊電流分析
原邊勵磁電感的電流紋波為

2．3 實現滯后橋臂ZCS的條件
從上面的分析可知，阻斷電容電壓在t8時刻達到一Vcbp而[t7~t8]時段與[t1～t2]時段類似，因此有

從式(31)中可以看出，t23與負載電流無關，與占空比D成反比。也就是說可以在任意負載與輸入電壓變化范圍內實現滯后橋臂的零電流開關。
2.4 阻斷電容的選擇
阻斷電容的選擇受到兩個因素的制約，首先從式(24)和式(31)可知，為了提高Dmax，Cb應當盡量小；其次，為了降低滯后橋臂的電壓應力和反向電壓，Cb應當盡量大。因此要權衡選擇Cb，一般在輸出滿載時，阻斷電容電壓峰值Vcbp=20％Vin。

3 實驗結果
應用上面所分析的拓撲結構，實現了一臺功率為840W的樣機。移相控制電路由芯片UC3875實現。主要電路參數如表1所示。

圖4和圖5分別為輕載和滿載情況下的原邊電流波形，可以看出滯后橋臂實現了ZCS。圖6和圖7分別表明超前橋臂在輕載和重載情況下都實現了ZVS。圖8為副邊整流電路的電流波形。圖9為阻斷電容上的電壓波形。圖10為負載范圍內的效率曲線。

4 結語
本文介紹了一種新型帶雙變壓器結構的ZVZCS移相全橋PWN控制變換器。在輕載和重載的情況下，分別用漏感和勵磁電感儲存能量，實現了超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，從而減小了開關損耗．提高了電路工作效率。實現了一臺840W運用這種拓撲結構的樣機．實驗結果驗證了其可行性。