利用電子開關S8和S9分別將基準電壓+VR和-VR加到運放的反相輸入端,可在放大階段結束后接著對輸出信號進行循環編碼式A/D轉換。A/D轉換電路的參考基準電源VR=+5V,它同時也代表放大電路的滿刻度值。主運放OP1的反相放大倍數為-1,同相放大倍數為2。

在循環編碼過程中,S7、S11和S6、S10兩組開關輪流切換,以完成信號的循環傳遞。整個循環編碼過程中的誤差仍然是自動補償的,這里不再贅述。在OP1的輸出端接了一個極性檢測器OP2.放大階段結束時,運放OP1輸出被用于循環放大后的信號（已保存于C1或C2中）,極性檢測器OP2同時產生一個二進制編碼B0,它表示被編碼電壓的極性,即A/D轉換結果的二進制編碼的符號位。各編碼周期的二進制編碼輸出位Bi及S8、S9的狀態選擇邏輯如下：

Vo(i)>0時,取Bi=1,下次S8閉合,基準源+VR加到運放反相輸入端,運放執行以下運算：

Vo(i+1)=2Vo(i)-VR

Vo(i)0時,取Bi=0,下次S9閉合,基準源-VR加到運放反相輸入端,則執行：

Vo(i+1)=2Vo（i）+VR

轉換結果為二進制小數形式,Bo為二進制編碼結果的符號位,B1至BN分別表示最高至最低位數值位。B0=1時,被測信號為正,B1至BN表示轉換結果的原碼;B0=0時,被測信號為負,B1至BN為二進反碼形式。每轉換一位需要一個控制周期,轉換的總周期數決定了A/D轉換的分辨率。需指出,上述循環編碼A/D轉換電路與普通逐次逼近式A/D轉換在理論上是一致的（證明過程略）。

3 時序控制電路設計

該電路還需設計一個時序控制電路與之配合,以產生各操作周期所必需的時鐘節拍。一次完整操作最多需33個時鐘節拍。圖2給出了模擬開關的控制時序?？刹捎猛ㄓ瞄T器件或可編程門陣列構成的硬件時序邏輯電路來實現,也可應用微處理器控制產生所需時序。硬件實現圖2的控制時序可獲得較高的整機速度,約為幾μs～μs。這主要取決于采樣保持器及硬件時序邏輯電路的工作速度 。用微處理器產生所需時序時,完成圖2所示的一個時鐘節拍的電子開關狀態設定約需數條至十數條指令周期,因而速度較低。因此只適用于500μs左右的低速數據采集系統。

某離子濃度測定儀的循環放大與編碼電路采用了8031單片機控制接口電路,應用P1口輸出8位控制數據以控制S1～S11,T0、T1接8031的狀態測試端。為提高程序執行效率,提高電路工作速度,程序設計采用簡單的順序執行方式,這種方式所實現的圖2時序控制周期可能是非等時間間隔的,但這不會影響控制時序的執行性能。單片機系統時鐘為6MHz,指令周期TCY=2μs,一次數據采集轉換約需要390個TCY,即約需時780μs。

4 結束語

在本文所述的自適應控制A/D轉換編碼電路中,A/D轉換編碼與信號放大共用一套電路,工作過程由數字電路或微處理器控制,結構簡單,對信號的自適應能力強,可實現自動增益控制、失調與溫漂的自動補償、A/D轉換循環編碼控制,工作穩定可靠。在中速以下數據測量應用場合,該電路具備較高的性能價格比,特別適宜于各種單片機智能儀器、移動型微數字檢測設備及虛擬儀器系統使用。在實際應用中,應注意采樣保持誤差對系統精度的影響。用微處理器生成控制時序時,由于周期較長,因而應選用低頂降率的采保器,采用其它硬件電路產生控制時序時,周期較短,則應選用低獲取時間的采保器。

在某離子濃度測定儀的應用實例中,其輸入信號為30μV～200mV,A/D轉換字長為12位,平均信號處理時間為600μs。OP1與OP2筆者選用AD707極低漂移運放（偏置電壓15μV、偏置電壓漂移0.1μV/℃、噪聲0.1μVp-p、回轉率0.1V/μs）,OP3與OP4選用LM339普通集電極開路輸出型比較器（失調2mV）,A1與A2選有SMP-04EP經濟型采保器（精度0.01%、獲取時間7μs、頂降率為0.025μV/μs）。