功率半導體：IGBT 和 SiC 電源開關工程基礎知識
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IGBT 和 SiC 電源開關基礎知識
IGBT 和 SiC 電源開關有哪些市場和應用？
圖 1：基于功率和頻率水平的功率半導體器件應用SiC MOSFET 與硅 (Si) MOSFET 和 IGBT 相比有何系統優勢？Si MOSFET 和 IGBT 已在電源轉換器中使用了很長時間。不過，SiC MOSFET 已成為一項新技術，鑒于其固有的材料特性（寬帶隙 (WBG) 材料），其優勢已超過這些器件。表 1 中總結了這些特性。與使用 Si 器件的系統相比，SiC的材料特性可直接轉化為系統級優勢，包括更小的尺寸、更低的成本以及更輕的重量。因此，SiC MOSFET 正在逐漸取代 Si 功率器件。
表 1：功率器件材料特性Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關之間有何差異？
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用于電源應用，但其功率水平、驅動方法和工作模式有所不同。功率 IGBT 和 MOSFET 在柵極均由電壓進行驅動，因 為 IGBT 內部是一個驅動雙極結型晶體管 (BJT) 的 MOSFET。由于 IGBT 的雙極特性，它們以低飽和電壓 承載很大的電流，從而實現低導通損耗。MOSFET 也具 有低導通損耗，但取決于器件的漏源導通電阻 RDS(ON) 與導通狀態電壓。Si MOSFET 承載的電流要小于 IGBT，因此 IGBT 用于大功率應用。MOSFET 用于重視高效率的高頻應用。就器件類型而言，SiC MOSFET 與 Si MOSFET 相似。不 過，SiC 是一種 WBG 材料，其特性允許這些器件在與 IGBT 相同的高功率水平下運行，同時仍然能夠以高頻 率進行開關。這些特性可轉化為系統優勢，包括更高的功率密度、更高的效率和更低的熱耗散。表 2 列出了這些器件之間的一些主要差異。
表 2：功率器件額定值和應用隔離式柵極驅動器特性
隔離的一些常見形式是什么，它們有何差異？隔離對于系統可靠性和人身安全而言至關重要。可以使用各種形式的電氣隔離。三種主要的類型是光學隔離、磁隔離和電容隔離。每種類型使用不同的方法將交流或直流信號可靠地傳輸到輸出，無需實際的電氣連接。光學隔離（如圖 2 所示）通過驅動 LED 燈來傳輸信號。LED 位于光晶體管附近，光晶體管將光信號轉換為由互補金屬氧化物半導體 (CMOS) 電路緩沖的電流。磁隔離（如圖 3 所示）使用變壓器的繞組通過磁場在氣隙中傳輸信號。輸入端的磁場在輸出端感應出與原始信號成正比的電流。電容隔離（如圖 4 所示）使用電場在兩個導電板之間傳輸信號。在選擇正確的隔離柵類型時，主要考慮因素是隔離級別、CMTI 等級以及降級和壽命。德州儀器 (TI) 電容隔離技術的工作電壓由時間依賴型電介質擊穿 (TDDB) 決定，其中考慮了所有降級機制。與基于光耦合器和基于變壓器的隔離相比，TI 的電容技術顯示了處理更高應力電壓的能力。
高電壓應用為何需要隔離？ 許多系統包含低電壓和高電壓電路。這些電路相互連接，將所有控制和電源功能結合在一起。例如，圖 5 顯示了牽引逆變器的方框圖。這包括初級側的低電壓通 信、控制和主電源電路。次級側具有高電壓電路，包括電機驅動器、功率級和其他輔助電路。控制器使用來自高電壓側的反饋信號，并且容易受到高壓的影響，因此如果沒有隔離柵，則會造成損壞。隔離柵通過形成單獨的接地基準將初級側電路與次級 側電路進行電氣隔離，這也稱為電隔離。這種隔離可以防止不需要的交流或直流信號從一側傳輸到另一側。初級側不會超過電路的最大額定值。此外，人可能會觸及控制電路，因此需要采用高電壓隔離以防止電擊。有三種主要類型的隔離：功能隔離、基本隔離和增強型隔離。功能隔離指確保正常運行但不防止電擊的隔離 級別。只要隔離柵完好無損，基本隔離就可以提供足夠 的電擊防護。安全準則要求使用增強型隔離，這是基本 隔離級別的兩倍，用于提供冗余。
表 5：牽引逆變器方框圖如何確定電源開關的驅動強度？驅動強度指柵極驅動器的拉電流和灌電流能力。驅 動器強度的選擇取決于所使用的電源開關 (IGBT 或 MOSFET)（基于其柵極電荷）。柵極電荷是所需的電荷 量或給定時間段內的電流，用于對輸入電容進行充電 和放電，CISS = Cgd+ Cgs，如圖 6 所示。柵極電荷表示為 一段時間內柵極電流的積分，并重新調整以求解所需 的柵極電流：
其中 trise/fall 是柵極電壓提高開關速度所需的上升和下 降時間。柵極電荷在大多數數據表中表示為如圖 7 所 示的圖，其中描述了電荷分布到 Cgd 或 Cgs 的區域。最 關鍵的區域是米勒平坦區域，在該區域中對 Cgd 進行充 電并且柵極電壓保持恒定。在該區域內，器件上切換的 電壓會改變狀態并導致開關損耗。因此，驅動器應該能夠在該區域內提供最大的驅動強度。柵極驅動器所需 的功率由下式給出：
其中 fsw 是開關頻率，VDRV 是驅動電壓。
圖 6：功率器件輸入電容
圖 7：功率器件柵極電荷圖對于驅動電源開關而言，分離輸出為何比 單個輸出更好？
柵極驅動器在電源開關器件的柵極上拉取和灌入電 流，以使其導通和關斷。開關電源器件的速度取決于驅 動電流。要計算驅動器可用的驅動電流，應使用施加的 柵極驅動電壓和柵極電阻：
柵極電阻器控制器件的瞬態電壓 (dv/dt) 和瞬態電流 (di/dt) 的速度，以限制開關噪聲和開關損耗。對于功率 器件，上升時間、下降時間以及導通和關斷之間的延遲 通常是不同的，因此需要單獨考慮。例如，關斷時的 di/ dt 可能導致較大的電壓過沖，因此降低開關速度是有 益的。不過，在導通期間，最好快速進行開關，以降低開 關損耗。柵極驅動器可以具有單個或分離輸出。圖 8 顯示了單 輸出驅動器。在這種情況下，二極管會分離導通和關斷 的控制。這會增加物料清單，占據柵極驅動器板上的更 多空間，并且增大柵極回路中的阻抗。作為替代方案， 分離輸出驅動器具有單獨的導通和關斷路徑，用于完 全獨立地控制驅動拉電流或灌電流強度。關斷時具有 較低的 RG 對 SiC MOSFET 是有利的，可以防止由于快 速開關和米勒電流引起的誤導通。因此，分離輸出（圖 9 ）是高效且安全地控制功率器件的最佳選擇。
圖 8：具有單個輸出的驅動器
圖 9：具有分離輸出的驅動器高驅動強度為何對 IGBT 和 SiC MOSFET 有益？IGBT 和 SiC MOSFET 在開關瞬變期間會因電壓和電 流重疊而產生損耗，如圖 10 所示。柵極電流或驅動強 度決定了器件輸入電容器的充電和放電速度，在圖中 表示為 tsw。當柵極電流增大時，tsw 減小。如果電流過 小，則損耗升高。所需的柵極驅動強度取決于器件的 柵極電荷 QG，如圖 11 所示。可以使用以下公式計算在 V gs 增大至超過 Vth 到最大驅動電壓 VDRV 期間（時間為 ton）為器件充電所需的平均電流：
該電流是使器件完全導通所需的平均電流。不過，我們 感興趣的區域是米勒平坦區域，在該區域中柵極電壓 在開關瞬態期間保持恒定。柵極驅動器必須能夠在該 區域期間提供最大電流，以降低開關損耗。這取決于柵 極電阻器和該平坦區域期間的驅動電壓。SiC MOSFET 可以非常快速地進行開關，從而適合大功率和高頻率 應用。柵極電流必須很高才能使器件提供這些好處。更 快的開關速度可最大限度地減少無源組件，從而減小 總體系統尺寸和重量。在快速且高效地開關時，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系統級優勢。
圖 10：器件導通開關損耗 
圖 11：器件柵極電荷圖保持最小死區時間為何對于電源系統運行 而言至關重要？死區時間在許多開關模式電源轉換器、逆變器和電機 驅動器中至關重要。死區時間是指兩個器件采用半橋 配置時都沒有進行開關以避免任何潛在重疊的時間 段，如圖 12 所示。有幾個因素可以影響死區時間設置：脈沖寬度失真、傳播延遲以及上升和下降時間。脈沖寬 度失真由上升沿和下降沿的傳播延遲不匹配決定，如 圖 13 所示。傳播延遲也至關重要，特別是在針對高側 和低側使用兩個單獨的驅動器時。這兩者之間可能發 生不匹配情況，如圖 14 所示。此外，上升和下降時間也 可能影響這些信號的重疊。這些參數中最大的是最小 允許死區時間，加上一定的誤差幅度。在電源系統中，保持最小死區時間以提高轉換器效率 至關重要。在死區時間期間，電流向回流過 IGBT 或 MOSFET 體二極管，如圖 12 所示。體二極管的壓降比 器件本身大得多，因此導通損耗更高。死區時間越長， 損耗就越高，從而降低效率并產生熱量。因此，最好通 過使用具有低脈沖寬度失真、低傳播延遲和短上升和 下降時間的柵極驅動器來最大程度地縮短死區時間。
圖 12：同步開關半橋 
圖13：脈寬失真
圖 14：傳播延遲不匹配的影響低傳播延遲為何對于高頻電源系統而言至關重要？ 由于 SiC MOSFET 等 WBG 器件，現在可以使用高頻電 源系統。在這些系統中，更高的頻率能夠最大程度地減 少濾波組件，從而最大程度地減小系統，因此能夠實現 更高的功率密度。不過，更高的頻率也意味著更高的開 關損耗。因此，最大程度地降低損耗至關重要。傳播延 遲是柵極驅動器的關鍵參數之一，它可能會影響高頻 系統的損耗和安全性。傳播延遲定義為從輸入的 50% 到輸出的 50% 的延時時間，如圖 15 所示。該延遲會影 響器件之間切換的時序，這在器件之間的死區時間或 關斷時間受限的高頻應用中至關重要。死區時間是必 需的，用于確保兩個器件不會同時導通，而同時導通可 導致擊穿并降低效率。如果死區時間小于傳播延遲，則 兩個器件將同時導通，如圖 16 所示。不過，使死區時間大于傳播延遲會導致系統效率降低。在使用 SiC MOSFET 時該結果至關重要，因為在死區 時間期間電流會向回流過體二極管。該二極管兩端的 壓降很大，因此會增加損耗。傳播延遲至關重要的其他 應用包括并聯 MOSFET 和 IGBT 并以最小的導通延遲 差異同時驅動它們。通常，最好使用具有低傳播延遲的 柵極驅動器，并且在高頻系統中提高效率至關重要。
圖 15：傳播延遲 
圖 16：傳播延遲不匹配嚴格的器件至器件傳播延遲匹配為何至關重要？ 當使用多個驅動器來驅動電源和逆變器應用中的同步 開關時，傳播延遲是電源系統中的關鍵參數。延遲會影 響設計到系統中的死區時間，以防止兩個器件同時打 開或同時驅動多個并行器件。雙通道柵極驅動器同時 具有用于上下開關的輸出，高側和低側輸出之間的傳 播延遲可能會有所不同。不過，使用兩個單通道驅動器 也很常見（如圖 17 所示），可將其放置在更靠近功率器 件的位置。如果兩個驅動器具有相同的傳播延遲規格， 則可以設計死區時間，以一定的誤差幅度匹配該規格。由于器件之間的差異（例如，高側驅動器的傳播延遲比 低側驅動器更長），也可以將傳播延遲指定為較寬的范 圍。圖 18 顯示了一個不匹配的傳播延遲與上升時間 和下降時間示例，這會在某些開關周期（甚至包含死區 時間）內導致重疊。在這種情況下，您需要大幅度增加 死區時間設置以防止擊穿，因此會降低轉換器效率。不 過，如果驅動器具有嚴格的器件到器件傳播延遲匹配， 則可以減小死區時間，而不必犧牲效率或擔心安全性。
圖 17：硬開關半橋配置 
圖 18：傳播延遲對死區時間的影響高 UVLO 為何對于 IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關的安全運行而言很重要？UVLO 監視柵極驅動器的電源引腳，以確保電壓保持在 特定的閾值以上，從而確保正常工作。在次級側，UVLO 額定值設置了打開電源開關所需的最小允許驅動電 壓。柵極電壓對導通損耗和開關損耗都有影響。由于可 用柵極電流減小，因此當 VGS 較小時，開關損耗將增加， 從而使開關速度更慢：
導通損耗對于系統性能而言至關重要，并且高度依賴 于 VGS。如圖 19 所示，當柵極電壓降低時，IGBT 和 SiC MOSFET 的輸出特性會發生變化。對于 SiC MOSFET， 這種變化更加明顯。例如，如果某個 IGBT 的 UVLO 為 10V，則該器件仍會在特定的電流水平下以類似的導通 損耗運行。不過，對于 MOSFET，與較高的驅動電壓相 比，其導通損耗將高得多。高導通損耗的結果是導致更 低的效率和發熱，從而縮短壽命。一個次要的考慮因素 是柵極驅動架構。SiC MOSFET 和 IGBT 通常使用負電 壓軌，以實現更佳的關斷性能和可靠性。如果 UVLO 以 VEE 為基準，則最小驅動電壓可能甚至低于規格。通常 最好使用較高的 UVLO 電壓，以確保隨著時間的推移 實現低導通損耗和更佳的可靠性。
圖 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 曲線
圖 20：以 COM 為基準的 UVLO什么是輸入抗尖峰濾波器，它們為何在大功率應用中很重要？ 大功率應用容易受到電源開關中大電壓和電流瞬變的 影響。該噪聲可能耦合到與柵極驅動器相連的控制信 號線。結果，柵極驅動器輸入端可能會產生意外的電壓 尖峰，從而導致驅動器在不應該使電源開關器件導通 時將其導通。由于輸入電容和柵極電阻，因此該脈沖可 能很小，以至于不足以使功率器件完全導通，從而導致 大量的導通損耗。如果兩個器件在半橋中互補開關，則 在其意外地同時導通時，可能會導致擊穿問題。擊穿允 許大電流流過器件，可能損壞其中一個器件或使兩個 器件都損壞。輸入抗尖峰脈沖濾波器可以抑制環境噪聲，從而使驅 動器輸出看不到干擾。干擾抑制通常約為 20-30ns，相 應開關頻率為 50MHz，該頻率不接近于 IGBT 或 SiC MOSFET 應用的常見開關頻率。干擾濾波器可以同時 抑制正脈沖和負脈沖，以防止器件意外導通或關斷，如 圖 21 和 22 所示。在柵極驅動器中集成抗尖峰脈沖濾 波器可改善高噪聲環境中的驅動器性能，并保護器件 免受可能的故障影響。
圖 21：導通時的抗尖峰脈沖濾波器
圖 22：關斷時的抗尖峰脈沖濾波器什么是互鎖保護及其如何在驅動器中實現？IGBT 或 SiC MOSFET 對它們在其中運行的系統的運 行至關重要，因此對其進行保護非常重要。這些器件不 僅對于高效運行而言至關重要，它們也是系統中最昂 貴的組件之一。將器件布置在半橋中（如圖 23 所示） 時，它們不能同時導通。因此，在開關改變狀態以及兩 個器件都關斷之前使用死區時間。如果兩個器件同時 導通，則會發生擊穿并導致大電流尖峰和潛在的故障。如果死區時間計算不正確（過短、驅動器之間的傳播延 遲不同或輸入端噪聲），則會發生擊穿。互鎖是一項集成在柵極驅動器中的功能，可防止擊穿。邏輯電路結合了柵極驅動器的正輸入和負輸入，因此 它們永遠無法同時導通。可以將其視為一項集成的死 區時間功能，其中考慮了驅動器的固有延遲。即使用戶 編程的死區時間出錯，驅動器互鎖也不會允許兩個輸 出同時打開。可以為單輸出或雙通道驅動器實現互鎖 如圖 24 和 25 所示。在雙通道驅動器中，輸入通道在 內部連接在一起；在單輸出驅動器中，輸入在外部連接 在一起。
圖 23：硬開關半橋 
圖 24：具有互鎖功能的雙通道驅動器 
圖 25：兩個具有互鎖功能的單通道驅動器為何在電源轉換器中感應溫度？ 由于封裝材料限制，分立電源開關和電源模塊設計為 在特定的溫度范圍（通常為 -50°C 至 150°C）內工作。不 過，開關引起的功率損耗和導通損耗將導致芯片發熱， 從而導致其隨時間的推移而損壞或完全毀壞。器件的運 行環境可能包含極高的熱量，這也可能導致裸片溫度過 高。通常，電源系統設計人員會首先在溫度達到特定的 限值時降低功率，然后在溫度超過最大閾值時完全關閉 轉換器。為此，使用溫度傳感器來監測器件溫度。溫度測量精度是關鍵因素，因為在不必要的情況下，降 低功率是不可取的。如果精度很差，則該器件可能仍會 承受過多的熱量并隨著時間的推移而退化。當降低散熱 器設計的成本時，高度精確的測量還提供了裕度空間。通常使用熱敏電阻或熱敏二極管監測溫度。負溫度系 數 (NTC) 熱敏電阻通常監測 IGBT 電源模塊中的溫度， 并集成在靠近器件的位置，以便提供最精確的讀數 （圖 26）。
圖 26：具有集成溫度傳感器的電源模塊什么是 CMTI，如何進行測量？ 共模瞬態抗擾度 (CMTI) 是隔離式柵極驅動器的一項 主要規格。CMTI 是施加在兩個隔離電路之間的共模電 壓 VCM 上升或下降的最大容許速率，如圖 27 所示，單 位為千伏/微秒 (kV/us) 或伏/納秒 (V/ns)。為了改變測 試的壓擺率，可以增大電壓或減小時間間隔。該隔離等 級與其他靜態隔離或浪涌等級不同，因為它以更快的 變化率施加。大功率開關能夠在幾百納秒內改變電壓 和電流 - 對于 SiC MOSFET，該時間短于 100ns。這會 產生非常大的電壓瞬變，通常大于 100V/ns。柵極驅動 器在每個開關瞬間都會經歷這些電壓擺幅，尤其是在 驅動器以開關節點為基準時，如圖 28 所示。因此，驅動 器需要能夠承受高于額定水平的 CMTI，以防止低壓電 路側產生噪聲，并防止隔離柵發生故障。
圖 27：CMTI 測試
圖 28：隔離式雙通道驅動器 隔離式感應為何很重要，它需要達到多高的精度？ 電源轉換器和逆變器使用電壓、電流和溫度傳感器來 提供反饋控制，優化系統性能或防止產生故障。例如， 三相電機驅動器使用電流反饋來調節電機的轉速和扭 矩。如果電流測量不精確，則電機會產生扭矩紋波，從 而無法正常運行。如圖 29 所示，可以測量系統中的各種信號，包括相電 流、電壓和溫度。出于功能和安全原因，對這些信號進 行隔離，從而將低壓控制側與高壓感應側分開。在低電 流系統中，使用分流電阻器在相線上的一個分流上測 量相電流，其中參考節點位于逆變器的開關節點上。如 果未隔離此信號，則控制側將看到 VDC 的高壓擺動，低 壓電路將損壞。此外，人可能會觸及控制箱，因此需要 采用高電壓隔離以防止電擊。測量精度取決于系統要求。通常，電流和電壓必須十分 精確（在 ±1% 以內），因為它們會反饋到控制器，用于 直接改善系統輸出。通常，溫度不需要如此精確；處于 ±3% 至 5% 的范圍之內就足以防止由于過熱而導致 故障或降低功率以冷卻系統。
圖 29：三相電機驅動系統中的隔離式感應IGBT 和 SiC 保護基礎知識
什么是 dv/dt 引起的導通？
IGBT 和 SiC MOSFET 通常用于大功率逆變器、轉換器 和電機驅動應用。由于高功率水平和這些快速開關器 件，在每個開關瞬間都會產生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理想情況下，這些快速瞬變對系統有利，并且不會造 成任何負面影響。實際上，電路和開關器件包含與這些 瞬變相互作用的寄生電容和電感，從而可能對系統造 成破壞。具體而言，dv/dt 可能會通過在上部器件 S1 開啟時錯 誤地使半橋中的下部器件 S2 導通導致擊穿，如圖 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增加導致電流流過寄生電容 Cgd 或 Cge （該寄生電容稱為米勒電容，位于 MOSFET 內），其路徑如圖 31 所示。相應的關系為：
米勒電流根據柵極電阻以及 Cgd 與 Cgs 之比在柵極上 產生電壓。如果壓降大于閾值電壓 Vth（如圖 32 所示）， 則該器件可能會導通并引起擊穿，從而導致過大的電 流和功率耗散。
圖 30：MOSFET 半橋
圖 31：S2 的米勒電流路徑
圖 32：米勒電流對 S2 的柵極電壓的影響什么是米勒鉗位？ 電源開關的電壓瞬變 dv/dt 與寄生米勒電容器 Cgd 相 互作用，導致電流流過柵極并可能導致誤導通。米勒電 容是基于功率器件的物理特性的固定參數，無法更改。下一個解決方案是減小 dv/dt。通常，會調整柵極電阻 器 Rg 以調節驅動強度，從而將開關速度降低至可接受 的水平。不過，增大 Rg 也會通過減慢開關速度來增大 開關損耗。米勒鉗位可以在不影響開關效率的情況下 重定向電流。米勒鉗位以米勒電容器命名，是一種低阻抗開關，可重 定向由 dv/dt 引起的電流。米勒鉗位通過將 MOSFET 的柵極接地或與負電壓軌相連，將器件保持在關斷狀 態。實施米勒鉗位的一些主要考慮因素是位置和下拉 電流能力。位置決定了阻抗，從而決定了鉗位的有效 性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力決定鉗位是否 能夠重定向足夠的由 Cgd 產生的電流，以防止誤導通。如果下拉電流過小，則鉗位無效。
圖 33：不帶米勒鉗位的柵極驅動器 
圖 34：帶米勒鉗位的柵極驅動器內部米勒鉗位與外部米勒鉗位之間有何差異？米勒鉗的位置會極大地影響其有效性。鉗位的目的是為 米勒電流提供一個低阻抗路徑，使其流向接地端。如果 鉗位的位置遠離開關器件，并且布局未經過優化，則鉗 位路徑中的阻抗可能大于通過柵極驅動器的阻抗。根據 系統評估是需要內部還是外部米勒鉗位非常重要。內部米勒鉗位位于驅動器 IC 內。使用內部鉗位可減少 構建電路所需的組件，但其位置可能遠離電源開關。米 勒電流的路徑中可能具有寄生電阻和電感 Rp 和 Lp ，如 圖 35 所示。如果該電流足夠大，則米勒鉗位不會對驅 動器性能產生太大的影響。外部米勒鉗位由驅動器控制，但位于外部，如圖 36 所 示。這樣，可以將鉗位放置在非常靠近電源開關的位 置，以減小電流路徑中的任何阻抗。該實現最適合具有 高 dv/dt 的器件。
圖 35：帶內部米勒鉗位的柵極驅動器 
圖 36：帶外部米勒鉗位的柵極驅動器什么是短路電流？ 在電位不同的導體之間建立電氣連接時會發生短路， 從而形成幾乎沒有阻抗的路徑。在這種狀態下，電流不 再受到限制，可能達到破壞性的水平。短路可能由各種 原因導致，包括接線不良、過載情況或控制故障。短路是逆變器、轉換器和電機驅動器等電力電子產品 中最普遍的故障之一。短路可能導致電源開關器件發 生災難性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等開關具有有限 的基于其熱容量的電流承受能力。過大的短路電流 （遠高于額定水平）會導致裸片中產生大量的熱耗散。在圖 37 中，VDC 通過 S1 與 VOUT 短接。當 S2 導通時，短 路電流通過開關迅速增大（如圖 38 所示），從而導致 過熱和損壞。因此，有必要使用保護電路來檢測何時發 生短路，然后在發生故障之前關閉功率器件。根據器件 可以承受過流事件的允許電流水平和時長來設計保護 電路。
圖 37：具有非重疊輸入的硬開關半橋 
圖 38：短路事件期間的 S2 波形檢測短路的方法有哪些？ 可以通過多種方法來檢測短路。方法的選擇取決于功 率器件的類型、系統電壓和電流額定值、精度要求以及成本限制。短路感應就是直接或間接測量流經 IGBT 或 SiC MOSFET 的電流。請參閱表 4。
表 4：短路檢測方法的優點和缺點快速短路反饋為何至關重要？ 快速短路反饋對于將器件保持在其安全工作范圍內而 言至關重要。發生短路時，電流會迅速增加至超過器件 額定值的水平，從而由于功率耗散而發熱。根據電流水 平和保持該電流水平的時間，器件可能損壞。給定時間 段內耗散的功率稱為短路能量（如圖 39 所示），器件可 以承受的最小能量稱為其臨界能量 EC。EC 的定義不一定總是很明確，但您可以根據結至外殼 熱阻 Zthjc 圖進行估算，如圖 40 所示。該圖顯示了 Zthjc (°C/W) 與脈沖時間 tp 之間的關系（采用變化的占空比 D）。熱阻至關重要，因為它定義了裸片的熱容量。通常， 器件需要保持在指定的結溫 Tj 以下，臨界能量的計算 公式為：
脈沖寬度可以幫助確定短路反饋電路必須達到多快的 速度，以防止器件過熱。這對于 SiC MOSFET 尤為重 要，因為它們快速進行開關，從而使電流可以迅速增 大，并且它們具有很小的裸片尺寸，因此與 IGBT 相比， 它們的短路承受時間 (SCWT) 更短。因此，縮短測量過電流事件的時間并選擇相應的保護電路至關重要。
圖 39：短路期間的功率損耗
圖 40：單個脈沖的 MOSFET 熱阻什么是 IGBT 中的去飽和，如何檢測它？IGBT 中的過電流會導致去飽和。各種短路事件都可能導致去飽和，在這些事件中電流會迅速增大至超過器 件最大額定值的水平。當 IGBT 去飽和時，從飽和區移 到有源區，會消耗最大功率，從而導致過熱并可能造成 災難性損壞。因此，通過限制電流 Ic 以確保在飽和區域 內運行 IGBT 至關重要。在電流膝點（如圖 41 所示）處，器件開始轉換到有源 區域。此時，Ic 停止增大，而 Vce 繼續增大。保護電路旨 在通過測量電流或監測電壓水平是否達到預設的閾值 （分別為 IDESAT 和 VDESAT）來檢測該轉換。最常見的保護 電路稱為 DESAT 保護，它監測導通狀態電壓 Vce，以檢 測何時達到閾值。在這種情況下，選擇 VDESAT，使其處 于電流膝點區域內（通常為 7V 至 10V）。在正常運行期 間，VDESAT > Vce。當 VDESAT < Vce 時，將觸發 DESAT，該電 路將安全地關斷 IGBT，以防止損壞器件。DESAT 電路 可以集成到柵極驅動器中，也可以使用分立組件實現。
圖 41：IGBT 的 I-V 曲線什么是 IGBT 去飽和檢測中的消隱時間？ DESAT 檢測必須足夠快地觸發，以防止發生災難性故 障。不過，由于系統的非理想性（例如功率器件的非理 想開關，其中完成電壓和電流轉換可能需要數百納秒 的時間），立即進行 DESAT 檢測可能會導致不精確的 故障觸發。如圖 42 所示，首先是電流上升，然后電壓下 降。DESAT 在導通狀態期間檢測電壓 Vce 或 Vds，因此 應將測量延遲到器件完全導通且電壓達到其最低值之 前進行。此外，在快速電壓瞬變之后可能會發生振蕩， 從而導致 DESAT 電壓上升到閾值以上。由于這些原 因，DESAT 電路設計具有稱為消隱時間的固有延遲，該 延遲應至少為 t4-t0。如上所述，消隱時間 tBLK 應足夠長，以防止誤跳閘，但又應足夠短，以在器件損壞之前將其關閉。建議的消隱 時間通常大約為 2μs，該值小于 IGBT 的 SCWT。SCWT 由給定時間段的最大允許功率耗散定義。DESAT 電路設計采用圖 43 中所示的組件，這些組件包括一個電流 源 ICHG、一個電壓基準 VDESAT 和一個電容器 CBLK。消隱時間計算公式為：
圖 42：電源開關導通波形 
圖 43：典型的 DESAT 電路實現如何為 IGBT 設計去飽和電路？DESAT 保護電路需要考慮適當設置消隱時間、DESAT 閾值電壓和高壓阻斷二極管。消隱時間 tBLK 必須足夠 長，以防止誤觸發，但必須短于器件的 SCWT。消隱時 間設置取決于 IGBT 的特性。通常在具有 DESAT 功 能以及閾值電壓 VDESAT 的驅動器 IC 中提供充電電流 I CHG，如圖 44 所示。根據直流總線電壓設置高壓二極管 DHV。當 VDC 的范圍 為千伏級時，DHV 可以是多個串聯的二極管。DHV 的反 向恢復應極小，以防止反向電流引起誤跳閘。最好使 用快速恢復二極管，以防止產生錯誤的 DESAT 故障信 號。此外，多個高壓二極管可以幫助調節實際閾值電 壓 VDESAT,actual，其中從 VDESAT 中減去二極管數量乘以其 正向電壓所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障觸發時的基準電壓，該基準電壓在具有集成 DESAT 保護功能的柵 極驅動器中設置。實際檢測電壓可以根據消隱電阻器 RBLK 和高壓二極管的正向壓降進行調節。您必須使用 所有這些組件來精確地設置 DESAT 電壓。因此，實際檢測電壓為：
圖 44：典型的 DESAT 電路實現檢測 IGBT 的去飽和為何比檢測 SiC 的去飽和更有意義？DESAT 是最常見的過電流保護電路，由于易于實現，因 此是許多應用的默認選擇。不過，IGBT 與 SiC MOSFET 之間存在固有差異，這些差異使 DESAT 保護與 SiC MOSFET 相比更適合 IGBT。圖 45 顯示了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特性。對于相同的額定電流和電 壓，IGBT 到達有源區域時的 Vce 比 SiC MOSFET 轉 換到飽和區域時相應的 Vds 水平低得多。從本質上 講，IGBT 限制了耗散的功率，因為電流停止增加。在 SiC MOSFET 中，電流持續增大，而 Vds 也增大，由于 高功率耗散和產生的熱量，導致器件以更快的速度發 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地達到最大 功率耗散點，因為它們的開關速度要快得多。IGBT 的去飽和電壓通常為 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去飽和電壓沒有明確定義的范圍。因此，為 IGBT 選 擇 DESAT 電壓較為簡單，但這對于 SiC MOSFET 而言 幾乎是不可能的。可以在進行一些修改后將 DESAT 用 于 SiC MOSFET，但不會實現最佳性能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 并且開關速度更快，因此 時序至關重要。分流電阻器電流監測或過電流檢測等方法最適合 SiC MOSFET。
圖 45：IGBT 與 SiC MOSFET 的 I-V 曲線什么是過電流檢測，它為何更適用于 SiC MOSFET？DESAT 作為一種短路保護形式在 IGBT 中很常見， 但由于其 I-V 特性，并非始終適合 SiC MOSFET。SiC MOSFET 從線性區域到飽和區域的轉換尚不明確，因此使用單個電壓閾值進行 DESAT 檢測可能不太精確。一種更適用的檢測形式是過電流檢測，它測量流經精 確分流電阻器 Rshunt 的電流。考慮到 Rshunt 中會流過很 大的電流，其測量確實會導致更大的功率損耗。結果， 由于自熱，其精度也可能更低。分流電阻器值通常處 于毫歐級范圍之內，測量的電流根據歐姆定律 (V = I * R) 得出。與 DESAT 相比，分流電阻器監測更加精確并 且所需的電路更少。更少的電路還意味著響應速度更 快，這對于 SiC MOSFET 而言至關重要，因為它們的 SCWT 比 IGBT 更短。為了解決功率損耗問題，有些電源模塊包含集成的電 流調節功能，以減小流經分流電阻器的電流（圖 46）。模塊中內置的分流電路可降低分流電阻器中耗散的功 率，相應的比率由功率器件制造商提供。該方法的功耗 比典型的分流電阻器測量要低，從而可以實現更精確 的電流測量。
圖 46：使用具有集成電流調節功能的 FET 的過流來源： 電驅動Benchmarker*博客內容為網友個人發布，僅代表博主個人觀點，如有侵權請聯系工作人員刪除。
