介紹

光耦合器由一個光源和一個光敏檢測器組成。在光耦合器或光子耦合對中，耦合依靠一個透明絕緣間隙一側產生、另一側檢測到的光實現，兩側之間不存在電氣連接（少量耦合電容除外）。在飛兆半導體光耦合器中，光是由紅外發光二極管產生的，光檢測器是一個驅動放大器（如晶體管）的硅二極管。硅材料的靈敏度在LED****的波長處達到最大值，提供最大信號耦合。

由于光耦合器的輸入是一個 LED，其輸入特性都相同，與所采用的檢測器類型無關。圖 1 顯示 LED 二極管的特性。正向偏置電流閥值出現在約 1 伏特處，電流成指數增加，IF 的可用范圍介于 1 mA 與 100 mA 之間，對應 VF 的范圍介于 1.2 與 1.3 伏特之間。正向偏置電阻的動態值與電流相關，如圖中定義的 RDF 和 DR 插圖所示。在雪崩擊穿前，反向漏電流處于毫微安范圍內。

圖 1. IR LED 的特性

圖 2 顯示 LED 等效電路以及各組件的典型值。若需要電腦制模，可參考提供的二極管方程式，此外還提供了IR LED 的方程式常數。注意，結電容非常大，并隨應用的正向電壓的增大而增大。圖 3 繪制出該電容隨應用 電壓的實際變化圖。該大電容被驅動電阻控制，從而影響 LED 的脈沖響應。在結電流導致發光前，必須對電容進行充電。這種效應會在快速脈沖條件下，在應用電流和發光之間產生 10-20 毫微秒或更長的固有延遲。

圖 2. 等效電路方程式

圖 3. 結電容與電壓的相關性

LED 適用于正向偏置模式。由于電流在超過閥值后增速非?？?，器件應始終在電流模式 （而非電壓模式）下驅動。實現電流驅動最簡單的方式是提供一個串聯限流電阻，如圖 4 所示。這樣，VAPP 和 VF 之間的差值在目標IF 下通過電阻降低 （根據其它標準確定）。硅二極管與LED 反向并聯安裝。該二極管用于防止 LED 反向擊穿，這是實現這種保護功能最簡單的方法。在反向雪崩區域，必須防止 LED 過量耗散功率。少量反向電流不會傷害 LED，但是必須防止意外的浪涌電流。

圖 4. 典型 LED 驅動電路

LED 的正向電壓有一個負溫度系數 1.05 mV/°C，其變化如圖 5 所示。IR LED 的亮度作為正向電流 (IF) 和時間的函數以指數形式緩慢降低。圖 6 是根據 20,000 小時的實驗數據繪制的光衰圖。 50% 的衰減量被認為是失效點。必須在光隔離器電路設計之初考慮衰減量，從而在設備的整個設計周期內允許降低，但仍符合電流傳輸比 (CTR) 的設計規格。此外，還顯示 IF 的驅動限制，用于延長器件的使用壽命.

圖 5. IR 正向電壓與正向電流和溫度

圖 6. 亮度衰減與正向電流和時間

在某些情況下，需要為 LED 采用一個高于二極管 VF 1.1 V 標準電壓的固定閥值。通過采用一個電阻對LED進行分流可實現這種閥值調整，電阻值由應用電壓、串聯電阻和所需閥值之間的比例決定。圖 7 電路顯示這些值之間的關系。計算將決定特定 IFT 和 VA 所需的電阻值。將多個 LED 串聯起來共享同一個 IF 也很合適。串聯 VF 為各個 VF 的總和。串聯中還可以使用齊納二極管。

圖 7. LED 閥值調整

由于輸入應用電壓是可逆或可交替的，且需要檢測輸入的相位或極性，可采用雙極輸入電路，如圖 8 所示。各個光耦合器可以控制不同功能，或進行并聯，從而不受極性影響。注意，在此連接中，各個 LED 在反向偏置中保護彼此.

圖 8. 雙極輸入選擇

圖 9 顯示獲取高抗噪能力高閥值的另一種方法，其中，各個 LED 與反向并聯二極管反向串聯，從而傳導極性相反的電流。在該電路中， VF 是串聯 LED 和硅二極管的正向總壓降。電阻用于實現標準閥值和限流功能。硅二極管可以由其它光耦合器或可視信號指示燈中的LED取代.

圖9. 高閥值雙極輸入

AC 電源監控

在某些情況下，可能需要從 120 VRMS、 60 Hz 或400 Hz 電源驅動 LED。由于 LED 的響應時間以納秒為單位，因此將嚴格遵循交流振幅，在每次輸入過零時開關。若要光耦合器檢測器提供恒定的交流輸出至邏輯耦合，則需要對 LED 的輸入進行整流和濾波。圖 10 電路顯示一個簡單的濾波方案，能夠為 LED 提供直流電流。

在某些情況下，可以將濾波器設計在光耦合器的檢測器側，從而允許 LED 以線路頻率施以脈沖。在圖 10 電路中， C1 值的選擇旨在減小半個周期間的 IF 變化（低于檢測器部分可以檢測到的電流）。這種情況通常說明檢測器正以飽和狀態運行，因此將感應不到 IF 的小幅變動。通過調整 R1、 R2 和 R3 的值能夠優化濾波功能和R3C1 時間常數等。關斷速度可能是一個決定因素?？赡苄枰鼜碗s的晶體管濾波，如圖 11 所示，其中可以設計明確的時間延遲、上升時間和下降時間。在該電路中， C1 和 R3 的基本功能相同，如圖 10 所示。晶體管為 R4C2 濾波網絡提供高阻抗負載，一旦達到 VF 值，將突然導通 LED 并將晶體管快速拉至飽和。關斷瞬態包含 C1 放電、通過 R3 和 LED。

圖 10. LED 驅動電路的交流輸入

圖 11. R-C- 晶體管濾波電路

邏輯對邏輯接口

在采用光耦合器的邏輯對邏輯耦合中，可以使用一個簡單的晶體管驅動電路，如圖 12 所示。 LED 通常為關斷狀態，只有在晶體管處于飽和狀態時才會被通電。下面給出了設計方程式，用于計算串聯限流電阻的值。晶體管關斷時，只有少量集電極漏電流通過 LED。若光耦合器檢測器能夠檢測到此小漏電流，可通過添加另一個LED 并聯電阻（顯示為 R1）使漏電流繞過 LED。R1 的值可以很大，對其進行計算從而保證漏電流不會超過圖5 中的閥值電壓 VF （~0.8 伏特）對應的電流。驅動晶體管可以是 TTL 或 DTL 集成電路的標準輸出灌電流，0.2 伏特下的標稱灌電流為 16 mA，飽和狀態下可高達50 mA。

若邏輯不能實現必要的灌電流 IF，可以采用輔助驅動晶體管來提升電流能力。圖 13 電路顯示如何連接一個PNP 晶體管作為****極跟隨器或普通的集電極來獲得電流增益。當柵極 (G1) 輸出較低時， Q1 被導通，電流通過 LED?，F在， R1 的計算必須包含基極 - ****極正向偏置壓降 VBE，如圖所示。

圖 12. 晶體管驅動，通常為關斷狀態

圖 13. LED 串聯升壓器邏輯

當晶體管通常為導通狀態時 （如圖 14 所示），需要使用低于閥值 VF 的 VSAT 對 LED 的 IF 進行分流。典型開關晶體管的飽和電壓低于 0.4 伏特 (IC= 20 mA 或更低）。確定串聯電阻的值，從而在晶體管關斷時提供所需的IF。

圖 14. 晶體管驅動，通常為導通狀態

若邏輯仍不能提供所需的灌電流 IF，可以采用一個升壓晶體管，如圖 15 所示。柵極輸出較低時，晶體管 Q1 會被導通，且 G1 的 VCE （飽和）和 Q1 的 VBE 之和將低于 LED 的閥值 VF。柵極輸出較高時， Q1 不導電且LED 導通?？梢哉Ｓ嬎?R1 的值，但分路電流比 IF大。通常為導通或關閉狀態的選擇取決于光耦合器檢測器部分的所需功能和電路的故障安全操作。在很多應用中，需要將 LED 值脈沖驅動至超過器件的直流額定值。在這種情況下， “ 脈沖 ” 被定義為在LED、引線框和環境之間建立熱平衡前出現并結束的導通 - 關斷瞬態。這種平衡通常在一毫秒內出現。對于微秒范圍內的脈沖，若占空比較低， IF 可以被驅動超過直流額定值。圖 16 中的圖表顯示過驅量、占空比和脈沖寬度之間的關系。過驅規范為器件數據表中列出的最大IDC 值。占空比較高、脈沖寬度較短時，平均功耗為限制性參數。對于較長的脈沖寬度，在占空比值較低時出現平衡溫度，此時峰值功率為限制性參數。

占空比為 1% 或更低時，脈沖類似偶然出現的浪涌，允許采用其它額定值，如整流二極管中使用的 I2t。生命周期計算中應采用平均電流。在選擇驅動條件時，必須考慮檢測器的脈沖響應。

圖 15. LED 并聯升壓器邏輯

圖 16. 最大峰值 IF 脈沖，規范為最大 IDC ( 適用于脈沖寬度（PW）和占空比（%）

LED分流技術

有時，不希望輸入電流全部通過 LED。要達到此目的，可以采用圖 7 中推薦的旁通電阻來調整閥值。當完全打開或關閉輸入電流時，這種方法非常適用，但若電流信息僅為恒定直流電平上的小幅變動時，旁通電阻同時旁通了 LED 需要的大部分信號。有兩種方法可用來獲取具有少量削減的信號。若信號變化迅速 （如電話線路上的音頻信號），可通過反饋電路取消檢測器中的直流分量。

若信號變化較慢，可以用動態分流電阻取代固定電阻。若采用恒流器件或電路與 LED 并聯 （如圖 17 所示），經過調整的直流分量會通過動態電阻，電流的任何變動都將導致終端電壓的改變。因此，經過一系列變化的電流將通過并聯 LED 電路。圖 18 顯示這個經過調整集中于 IL= 120 mA，且電路節點電壓為 3.4 伏特的特定電路的性能。如電路所示，為方便起見，采用CNY17-1 和 CNY17-4 的檢測器部分。

注意，在圖 18 中，多數電流變化顯示為 IF。直流電阻 (RD) 和動態分流電阻 (Rd) 之間的比例為 50，表示通過固定電阻獲得的信號傳輸增益。

圖 17. 恒定分流電阻

圖 18. 分流電阻的性能