圖4中，濾波器1濾出1575.42MHz的射頻信號，送入混頻器與1540.00MHz的本振信號進行下變頻，經濾波器2濾掉雜散頻率，輸出 35.42MHz的中頻信號，再送入混頻器與31.11MHz的本振信號進行第二次變頻，經濾波器3輸出4.31MHz的中頻信號，然后送入后繼相關器進 行調整和處理。

混頻電路中的濾波器2和濾波器3的設計關系著接收機的整體性能。在電路中，濾波器2為中心頻率35.42MHz的帶通濾 波器，帶寬2MHz左右，通帶內頻率響應要盡量一致，通帶波紋大約為0.8dB，通帶外對信號的抑制度要高，抑制鏡像頻率 26.80MHz=31.11MHz- 4.31MHz，插入損耗17dB 左右，根據這些參數，我們選用聲表面波(SAW-Surface Acoustic Wave)濾波器Dynex DW9255來實現上述要求。

濾波器3的設計指標為：中心頻率4.31MHz，通帶帶寬2MHz，通帶內頻率響應盡量一致，衰減陡峭特性要求不高，要能夠抑制帶外噪聲和來自A/D轉換模塊的干擾。

我們可采用2階最大平滑巴特沃斯濾波器進行設計。根據實現巴特沃斯濾波器的歸一化方法，我們得到的電路中的元件參數的設計結果如圖5所示。圖5中，電感L1、L2和電容C1、C2組成濾波器網絡，端口1和端口2表示源端和負載端。

利 用射頻仿真軟件ADS(Advanced Design System)對上面的電路進行仿真。圖5下面部分的圖標為散射參量S仿真控件，仿真參量設置如圖5所示，掃描頻段從1MHz到10MHz，間隔為 0.1MHz，得到該濾波器的S參量S(2，1)隨頻率變化的曲線如圖6所示。散射參量S(2，1)表示濾波器網絡的傳輸特性，也可以表示網絡的正向電壓 增益。從圖中可以看出，中心頻率為4.31MHz，在通頻帶3.31～5.31MHz內，信號通過濾波器網絡后衰減很小，波紋較小，回波損耗在允許范圍 內；在通帶外，網絡對信號的衰減逐漸增大，滿足設計要求。

圖5　中心頻率為4.31MHz的濾波器設計

圖6　中心頻率為4.31MHz的濾波器頻率響應

采 用有源場效應管構成雙平衡混頻結構，如圖7 所示。圖7 中，M1、M2、M3、M4、M5和M6為6個場效應管，端口4所連的場效應管M2、M3接本地振蕩信號VLO，端口3所連的場效應管M1、M4接本地振 蕩信號VLO的反相信號，端口5和端口6分別接射頻輸入信號VRF及其反相信號，中頻信號VIF及其反相信號分別由端口1和端口2引出。

圖7 　單級雙平衡FET混頻電路

兩級混頻器的電源電壓為3.3V，適當調節電路中元件的參數，可以使得第一級混頻增益約為27dB，在1504.58MHz處射頻鏡像抑制為9dB，可以在 一級混頻前加一個鏡像抑制濾波器來提高射頻鏡像抑制度；第二級混頻器加上中頻放大器總增益不小于75dB，滿足系統要求。

GPS接收機 射頻前端電路采用低本振下變頻設計，既有利于后繼相關器對信號進行調整和處理，同時也大大降低了系統對濾波器等元器件的技術指標的要求。事實上，對于全球 定位系統來說，射頻信道的中心頻率為1575.42MHz，帶寬為2MHz。下變頻之前，如果要濾出該信號，我們必須使用品質因數Q=fRF/BW= 787.71的濾波器。但在下變頻為4.31MHz的中頻信號(帶寬沒變)之后，利用上面的公式，可知濾波器的品質因數只需要為2.15。

結　語

在GPS下變頻電路中，我們設計了兩級雙平衡混頻電路，同時，在第一級混頻的輸出端，選擇SAW帶通濾波器Dynex DW9255取出中頻信號，在第二級混頻的輸出端，設計了巴特沃斯帶通濾波器取出中頻信號。以GPS的下變頻電路作參考，以后可嘗試將該設計應用到L 波段、C波段其它無線電信號接收機的射頻前端電路的設計中去。