1 引 言

　　對于全雙工接收機， 收發隔離是系統工作時的一個重要指標。如果系統的收發隔離解決不好， 會造成發射時接收通道無法正常工作， 還有可能會引起接收通道的自激， 若是在大功率條件下， 甚至會造成接收通道前端放大器的損壞。因此， 有必要對系統中收發隔離的理論和實現方法進行研究。

　　全雙工系統的收發隔離主要與設備前端天線的隔離度和射頻模塊中接收和發射通道的設計相關。

　　從理論上來看， 大多數的研究集中于同頻全雙工系統的收發隔離， 并提出如自適應對消技術的方法來提高收發隔離; 從工程實際上來看， 對于像移動電話這樣的設備， 可以通過收發開關的轉換以半雙工的工作方式來實現系統工作時的收發隔離。目前對非同頻全雙工系統研究較少， 這主要是因為接收不同頻時可以通過加濾波器來增加隔離， 保證系統正常工作; 但在導航通信機中， 由于系統發射功率很大， 而接收信號功率較小， 在信號功率相差很大的情況， 只通過加濾波器不一定能滿足系統收發隔離的要求， 此時還要做一些相應的設計。

　　本設計即從非同頻全雙工系統中所面臨的收發隔離出發， 首先一般性的分析了全雙工系統中收發隔離的理論與方法， 接著以非同頻全雙工系統為主，為系統的射頻模塊建立模型， 并結合該模型分析實現收發隔離的要求， 并提出相應的設計原則， 最后以北斗一代!手持機項目為背景， 設計和實現了一個接收機射頻模塊， 并將該射頻模塊接入到整機中進行暗室測試， 測試結果說明所設計模塊的收發隔離性能良好， 驗證了所做的理論分析和提出的設計原則。

　　2 理論分析

　　收發隔離問題常見于全雙工系統中， 如電子干擾機、雷達、衛星通信機等設備。按設備工作時接收和發射頻率相同和不同可以分為同頻接收機和不同頻接收機。一般的電子干擾機、雷達為同頻全雙工接收機， 而衛星通信機為非同頻全雙工接收機。

　　對于同頻全雙工接收機， 由于發射和接收為相同的頻率， 發射泄露造成的干擾信號與接收信號的頻率相同， 無法通過濾波的方式來消除。在這種系統中，常見的方法是采用對消技術來消除干擾信號對正常接收信號的影響。圖1所示為同頻全雙工接收機中信號對消方法的原理圖。其中SR ( t )， IF ( t )，SC ( t)分別為天線間耦合信號， 所要接收信號和接收機產生的對消信號。圖1中各個信號可以表示為:

　　當SR ( t ) 和SC ( t ) 等幅且相位相差90°或者270°時， 兩者相互抵消， 則SOUT ( t ) = IF ( t)。

　　對于非同頻全雙工系統， 收發隔離主要由系統的射頻前端來實現。由于系統的發射和接收采用不同的頻率， 則可以通過濾波的方式盡量消除發射時對接收信號的影響， 但僅通過加濾波器并不一定能實現收發隔離， 還需要有其它的相應設計。圖2為提出的非同頻全雙工接收機射頻模塊的原理圖。

圖1 射頻模塊原理圖

圖2 射頻模塊原理圖。

　　假定圖2中電路的各個參數如下: 接收機的接收頻率為fR， 發射頻率為fT; 接收和發射天線在fT和fR 頻點上的隔離分別為IT 和IR; 功放輸出信號功率為PT， 在fR 頻段上產生的噪聲功率為P n; 低噪放入口處的正常噪聲功率為P n0， 其輸入1dB 壓縮點功率為P1dB _LN A， 增益為GLNA; 接收混頻器的輸入1dB壓縮點功率為P1dB _mixe r; 考慮濾波器在fR 頻點上的插損很小而近似忽略， 只計算它在fT 頻點上的抑制為ILF; 考慮到隔離器在fT 頻率上的插損很小而近似忽略， 只計算它在fR 頻點上的抑制為ILI。結合該電路， 從實現收發隔離的角度來看， 電路設計中要遵守以下兩條原則。

　　原則1: 功放發射時耦合到接收通道中fT 頻率上的信號功率不使接收通道飽和， 即:

　　原則2: 功放工作時耦合到接收通道中fR 頻率上的噪聲功率不影響正常信號接收。一般情況下，當耦合的噪聲功率比正常接收的噪聲功率小10倍時， 約使輸入信噪比降低0. 4dB， 即認為耦合的噪聲功率不影響正常信號的接收。用公式表達為:

　　3 設計實例

　　本設計以 北斗一號!衛星導航系統中手持用戶機的收發隔離為例來分析。由于我國的“北斗一代”衛星導航系統采用了雙星有源導航定位體制， 用戶在解算的過程中不僅接收衛星轉發的詢問信號， 還主動向衛星發射定位申請信號。 北斗一號!的體制決定了手持型用戶機必須采用非同頻全雙工的工作模式。

　　在“北斗一號”衛星導航系統中， 衛星均為地面靜止衛星( GEO ) ， 下行鏈路的頻率為fR =2491. 75MH z， 到達地面最小功率約為PR =- 127. 6dBm， 上行鏈路的頻率為fT = 1615. 68MH z，為了保證衛星收到用戶發射的信號， 設備的發射功率不應小于PT = + 40dBm。將接收機的射頻模塊分為接收通道和發射通道兩個部分， 具體設計如下。

　　3. 1 接收通道的設計

　　目前 北斗一代!導航業界內手持機天線在fR和fT 頻率上的隔離度均可以做到10dB 左右。以功放的發射功率PT = + 40dBm 來算， 則耦合到低噪放入口的發射信號功率約為+ 30dBm。為使低噪放不飽和或穩定工作必須在低噪放和接收天線之間插入濾波器來抑制fT 頻率上的泄漏功率。由級聯系統的噪聲系統定義[ 4] 可知， 插入的濾波器在fR 頻段上的插損必須非常小而不至于顯著的惡化接收通道的噪聲系數。另外， 因為導航信號為弱信號， 而單級的射頻放大芯片的增益有限， 所以實際中低噪放由幾級芯片級聯。為保障低噪放中各級芯片均不飽和，不僅要在低噪放入口處加濾波器， 在各級聯芯片之間也應有濾波器。圖3所示為接收通道的電路。

圖3 接收通道原理示意圖。

圖4 發射通道原理示意圖。

　　圖3中濾波器1 和濾波器2在1616MH z上抑制分別約為47dB 和60dB 左右， 放大器1的增益約為17. 5dB， 輸入1dB壓縮點功率約為+ 3. 5dBm， 放大器2和放大器3相同， 它們的增益約為17dB， 1dB飽和輸入功率約為- 11dBm， 接收混頻芯片的1dB飽和輸入功率約為- 8dBm。通過計算， P in1 = PT -IT - ILF = 40 - 10 - 47 = - 17dBm， Pin2 = P in 1 +GATF 34143 - 60= - 17+ 17. 5 - 60 = - 59. 5dBm， 在這樣的輸入功率下足以保證各級放大器和混頻器均不飽和， 滿足原則1中要求。

　　3. 2 發射通道的設計

　　出于成本的考慮， 手持機功放模塊中所選擇的功放芯片的飽和輸出功率必然十分接近所要求的輸出功率PT = + 40dBm。由于功放的發射功率接近其飽和輸出功率， 功放很難完全工作在線性區域， 所以功放工作時不僅在fT 頻段上有功率輸出， 在fR 頻段上也會相應的有噪聲功率輸出。若耦合到接收天線中的噪聲功率Pn與天線入口處的正常衛星信號噪聲功率Pn0相當， 將影響信號的接收。由于功放輸出的帶外噪聲功率很大程度上取決于芯片本身， 一旦選定了功放芯片， 它的輸出噪聲功率就相對確定。

　　為了控制功放輸出的fR 頻段上的噪聲功率， 有必要在功放和發射天線之間加一個隔離器， 增加對fR 頻段信號的抑制。

　　如圖4為發射通道所采用的電路模型。為了滿足原則2中要求， 在末級放大器后接入隔離器來抑制帶外的噪聲功率。隔離器在2492MH z處的抑制有20dB， 另外ADS 仿真可知， 最后一級芯片在2492MH z處的增益約為- 11dB。實測發現， 在這樣的電路設計下， 可以滿足原則2的要求， 不影響接收通道的正常工作。

　　4 實測結果

　　將所設計的射頻模塊接入整機進行暗室測試， 調整接收機天線入口處的信號功率強度， 在接收機接收到的信號波束強度為47dBH z左右時， 進行連續定位測試。功放發射時， 信號接收波束強度基本無變化; 再降低接收機天線入口處的信號功率強度， 使接收機接收到的信號波束強度在門限電平44dBH z左右， 再進行連續定位測試， 發現功放發射時， 手持機無失鎖現象， 只是接收信號誤碼率略有增加。

　　5 結 論

　　總結了全雙工系統中收發隔離的理論， 著重分析了非同頻全雙工系統的特點， 并給合實際工程需要， 提出了一些設計原則。在 北斗一代!導航系統中手持式接收機的研發背景下， 由理論分析和所提原則， 制作了射頻模塊。經過整機測試發現， 該模塊實現了手持機的收發隔離， 滿足手持機全雙工工作的要求， 證明了所提原則。目前該模塊已成功應用于某產品中。