用于高亮度LED控制的遲滯型轉換器

作者：時間：2008-08-21 來源：網絡

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遲滯型轉換器(Hysteretic converter)被廣泛用于驅動新興照明應用中的LED。這種轉換器非常容易使用，其拓樸結構也相當穩定，因此已經成為高效電感式開關穩壓器解決方案的首選。這種簡單拓樸可以用在許多不同配置中，有時甚至可以超越一般的使用范圍。不過仍有不少問題需要解決，而了解這種轉換器的局限性也有助于提高系統性能。

本文將透過不同電路配置實例詳細介紹這種轉換器的拓樸結構，并討論一些內在問題，以及這些問題對某些特殊應用的影響。

拓樸結構

遲滯型轉換器實際上采用的是一種開關(on-off)拓樸結構。它可以用在降壓、升壓或降壓-升壓配置中，而其超強的穩定性使它最適合用于降壓型LED驅動應用，因為遲滯型轉換器可以在一個振蕩周期內穩定下來，而像PWM控制器通常需要數十個周期才能穩定下來。遲滯型轉換器的特性體現在控制機制、精密度、頻率、工作周期和傳播延遲等方面。

參考圖1，控制是基于預先確定滯后電壓的比較器而實現的。LED中的電流通常用電阻(Rsense)測量，其數值一般在比較器設定的上下閾值之間變化。閾值的設置要在測量精密度/抗噪音性能和效率之間取得平衡。典型的滯后電壓在50mV到250mV之間。

圖1：遲滯型降壓轉換器。

振蕩頻率則取決于許多因素，其中電感的選擇是最重要的。遲滯型轉換器的關鍵特點之一是其自振蕩的特性。這意味著頻率將隨輸入電壓、LED電流和必須驅動的LED數量變化而改變。然而，這種轉換器經常執行在連續模式，這意味著電感永遠不會飽和，也不會完全耗盡電流。這種固有的穩定性意味著遲滯型轉換器可以運作在寬廣的電壓范圍，不需要用外部組件進行補償。就像許多PWM拓樸一樣，這種轉換器對工作周期范圍也沒有限制。

然而，工作周期確實會影響精密度。工作周期主要受制于輸入電壓和輸出電壓的比值，而輸入輸出電壓比又取決于特定輸入電壓所驅動的LED數量。例如30V的高輸入電壓驅動單個3V LED的情況，此時的工作周期是10%。而30V電壓驅動9個3V LED(27V正向電壓)時的工作周期為90%。第二種情況會有較高的效率。這兩種特例都存在這樣的問題，即LED電流是從50%工作周期的滯后(紋波)檢測電壓平均得到的，近似于三角關系。在這種極限工作周期情況下，傳播延遲和過沖等因素會導致電流與要求值產生偏差，如圖2所示。當工作周期小于20%或大于80%時，通常不太可能做到嚴格的電流控制。

圖2：在使用遲滯型降壓DC/DC轉換器調光LED時需要考慮的精密度因素。

傳播遲延和上升時間也會影響轉換器運作的最大頻率、精密度和自散熱效果。隨著頻率的上升，轉換損耗將超過直流損耗而成為開關組件功率損耗的主要部份，對任何開關型拓樸來說這都是必然的。

以PWM調光LED的精密度考慮

為了避免改變LED顏色，并提供更寬亮度范圍的調光，PWM是用于LED調光的首選方法。然而，要想使用電感式遲滯型轉換器，并在整個分辨率范圍內保持較高的精密度，有許多因素需要加以考慮。

簡化的白色LED驅動電路如圖1所示。在這種轉換器中，不需要使用輸出濾波電容器，LED是與電感串聯在一起的。這種電路在啟動速度和成本方面具有優勢。然而，由于缺少輸出電容器，能量只能被儲存在電感中。在調光時，所有能量必須在切斷周期內耗散，并在導通周期內儲存起來。

圖3a代表LED中的電流。當施加供電電壓時，內部MOSFET開關導通，流經檢測電阻、LED、電感和開關的電流從零向上閾值I(SUB/)UP(/SUB)躍升。當電流達到上閾值時，電流又開始向下閾值I(SUB/)LO(/SUB)下降，到達下閾值后再向I(SUB/)UP(/SUB)躍升。上下閾值取決于檢測電阻和內部參考電壓。

圖3a3b：PWM調光。

圖3b所示的PWM波形是用于控制LED亮度的8位訊號中之最高位。對于理想的調光電路來說，將PWM訊號驅動到高位準時將導致電路實時振動，此時平均值等于I(SUB/)AVG(/SUB)，當PWM訊號驅動到低位準時電流立即降低到零。圖3a中的曲線顯示，有兩項因素會導致輸出電流誤差，如圖中陰影區的指示。在初始上升(藍色陰影)期間電流應等于I(SUB/)AVG(/SUB)，因為這段時間的平均電流很低。同樣，在最后的下降期間電流應等于0，但綠色陰影區顯示事實不是這樣。如果LED電流的工作周期等于50%，那么上升/下降擺率是相同的，這兩個誤差也不會存在，但實際工作周期經常不是50%。如果在PWM導通周期內轉換器執行許多次振蕩，那么這些誤差效應將可以忽略。

在較高PWM工作周期時，由于LED響應和人眼的原因，一些小誤差可能覺察不出來，但在非常低的PWM工作周期時，誤差就變得非常突出。圖4和圖5給出了低PWM工作周期時，輸出電流精密度隨PWM與轉換器振蕩頻率比值的變化。圖中的每根線代表了不同的轉換器振蕩頻率，PWM頻率是100Hz，x軸代表PWM工作周期，y軸代表平均輸出電流在位分辨率方面的誤差。

圖4：輸出電流誤差：8位分辨率，100Hz PWM。

圖5：輸出電流誤差：12位分辨率，200Hz PWM。

讓我們以48V電壓供電并透過100μH電感驅動3.5W白色LED的ZXLD1362 LED驅動器為例。如果是200Hz的PWM調光到10位分辨率，那么輸出電流精密度如表1所示。

表1：PWM頻率和分辨率對輸出電流精密度的影響。

當PWM調光遲滯型轉換器時，PWM頻率與轉換器頻率之比決定了低輸出電流的精密度。為了得到最高的精密度，建議這個比值要遠大于調光步數，也就是說，一個PWM位的周期應遠大于一個轉換器的周期時間。根據經驗顯示，對于n位的調光，LED遲滯開關頻率應大于PWM頻率的2n倍，最好是大于2(n+2)倍。關鍵的折衷措施之一是避免低頻PWM調光和所需精密度帶來的頻閃效應，特別是在低亮度狀態或PWM頻率相對轉換器開關頻率增加時。

提高PWM調光精密度的方法之一是在LED上使用旁路組件，例如圖6所示的PMOS。透過這種方式，電感電流將持續流動，因而消除上升和下降誤差，提高精密度，不過效率有所降低。

圖6：使用旁路PMOS實現PWM調光。

調整輸入電壓進行直流調光

直流調光通常很少用于控制高亮度LED，這是由于LED色溫變化的原因。白色LED是從藍色LED激發的磷物質產生顏色，在這種情況下，顏色受LED電流的影響很小。對于建筑和氛圍照明來說，顏色的再現可能不太重要，即使顏色隨著亮度減少而稍微有些變化。在任何情況下，白色LED在調光時的顏色變化程度都遠小于同樣調光白熾燈時的顏色變化。

許多開關控制器并未提供很好的調光范圍，通常從最大值的降幅為10:1。因為眼睛對于曲線的反應呈對數方式，因此電流的10:1調光變化無法產生令人滿意的亮度降低效果，看起來只是達到最高亮度的一半。圖7所示的電路方法充分利用了遲滯拓樸的簡單性、內在穩定性和靈活性，可產生約50:1的直流調光范圍。

圖7：用于高效直流輸入電壓調光控制的電路。

在某些建筑應用中，透過降低輸入電壓進行調光極具優勢。只需一個電阻串聯一個LED的簡單電路就能達到理想的效果，但如果用12V電壓驅動5W LED，那么在最大亮度時電阻上的功耗約為10W。圖7所示電路可以產生理想的效果，即隨著兩個輸入端上電壓的降低，電流將有效地降低，且同時仍能保持對電流的控制。

轉換器以保持Vin和Isense端之間平均100mV的電壓來控制電流。在該位置正常只有一個電阻。將ADJ接腳與P通道MOSFET連接就能使該電路工作。這個MOSFET有很小的訊號內電阻，將增加Vin和Isense端子之間的正常固定電阻。在低電壓時，MOSFET的RDS(導通)主導有效電阻。在較高電壓時，透過提高ADJ接腳電壓即可提升整體電流，因而最大化動態范圍。

不同MOSFET組件的RDS(導通)有約20%的差異。實際應用中的總檢測電阻變化約為10%，這意味著用相同降幅的電壓驅動的不同LED燈之間存在差異。LED在亮度與電流特性方面也有變化。RDS(導通)變化的影響程度取決于它占總檢測電阻的比例。

在較低電流時工作頻率會上升，因而導致效率下降，但這個問題不嚴重，因為LED功率很低。這種方式可以實現更平順的調光控制，而且除了正常裝配在LED燈上的兩個標準接腳外，也沒有其它要求。

對于檢測電阻的兩個值測量的結果如圖8所示，電路見圖7。

圖8：圖7電路中LED電流與輸入電壓的關系。

共陽極連接

對于降壓LED控制器來說，最好使用高側電流檢測方式，此時LED位于電流檢測電阻和電感之后。遲滯轉換器的簡單特性提供了共陽極的LED驅動方案。

這種共陽極電路見圖9，它將LED的正極直接連到電源上。LED燈仍與檢測電阻(Rsense)和電感串聯在一起，因此仍可確保遲滯型轉換器正常工作。共陽極的稱呼通常指的是單個LED(或并聯LED組)的配置，但這個概念可以擴展到串聯LED或共享同一V+電壓軌的多個LED鏈。

圖9：共陽極拓樸。

這種配置主要在電路性能方面具有不少優勢，而且在安裝便利性和系統中組件數量方面也有明顯優勢。從性能角度看，這種電路在負載調整率方面比標準降壓拓樸已有所改進。而且這種電路的開關頻率較低，因而減少了開關的功率損耗，提高了效率。對于多LED串系統來說熱管理也更簡單了，因為所有正極都接在一個散熱器上，具有相同的電位，如圖10所示。最后，由于輸入端的電壓變化幅度變小了，共陽極配置還允許使用更小的輸入電容器。