全球對能源成本上漲、環保和能源可持續性的關注正在推動歐盟、美國加州等地的相關機構相繼推出降低電子設備能耗的規范。交流輸入電源，不論是獨立式的還是集成在電子設備中的，都會造成一定的能源浪費。首先，電源的效率不可能是100% 的，部分能量在電源大負載工作時被浪費掉。其次，當負載未被使用時，連接交流線的電源會以待機功耗的形式消耗能量。

近年來，對電源效率等級的要求日趨嚴格。最近，80% 以上的效率已成為了基本標準。新倡議的能效標準更是要求效率達到87%及以上。此外，只在滿負載下測量效率的老辦法已被淘汰。目前的新標準涉及了額定負載的25%、50%、75% 和 100% 這四個點的四點平均水平。同樣地，最大允許待機功耗也越來越受到限制，歐盟提議所有設備的待機功耗均應低于500mW，對于我們將討論的電視機，則小于200mW。

除專家級的高效率電源設計領域之外，電子設備中所用的功率范圍從1W 到 500W的交流輸入電源 ，一直以來主要采用兩種拓撲：標準 (或硬開關) 反激式 (flyback) 拓撲，和雙開關正激拓撲。這兩種拓撲都很易于理解，而它們存在的問題，以及如何予以避免，業界都已有充分的認識。

不過，隨著對效率的要求不斷提高，這兩種拓撲將逐漸為三種新的拓撲所取代：準諧振反激式拓撲、LLC諧振轉換器拓撲和不對稱半橋拓撲。準諧振反激式拓撲已被成功用于最低功率級到200W以上的范圍。在70W-100W范圍，LLC諧振轉換器比準諧振反激式拓撲更有效。而在這兩個功率級之上，不對稱半橋轉換器也很有效。

工作原理

準諧振和諧振拓撲都能夠降低電路中的導通開關損耗。圖1對比了連續傳導模式 (CCM) 反激式、準諧振反激式和 LLC 諧振轉換器的導通開關波形。

所有情況下的開關損耗都由下式表示：

這里，PTurnOnLoss 為開關損耗；ID 為 漏極電流；VDS 是開關上的電壓；COSSeff 是等效輸出電容值(包括雜散電容效應)；tON 是導通時間，而fSW 是開關頻率。

a) CCM反激式轉換器 b) 準諧振反激式轉換器 c)LLC諧振轉換器

圖1 CCM反激式、準諧振反激式和LLC諧振轉換器的開關波形比較

CCM反激式轉換器的開關損耗最高。對于輸入電壓范圍很寬的設計，VDS 在500V – 600V左右，是輸入電壓VDC 與反射輸出電壓 VRO 之和。進入不連續傳導模式 (DCM) 時，漏電流降為零，開關損耗的第一項也隨之降為零。在準諧振轉換器中，若在電壓波形的第一個 (或后一個) 波谷時導通，可進一步降低損耗。圖中虛線所示為準諧振轉換器在第一個谷底導通時的漏極波形。

如果準諧振反激式轉換器的匝數比為 20，輸出電壓為5V，則 VRO 等于 100V，因此對于 375V 的總線電壓，開關將在 275V 時導通。若有效輸出電容 COSSeff 為73 pF，開關頻率 fSW 為 66 kHz，則損耗為0.18W：

對于標準CCM反激式轉換器，開關與漏極電壓振鈴不同步。在最壞的情況下，漏極電壓大于VDC

那么損耗將為0.54W。故對于非連續模式反激式轉換器，功耗在0.18W 和 0.54W之間波動，具體取決于時序。影響時序的因素有輸入電壓和輸出電流，兩者的優化組合可提高效率，反之會降低效率。對非連續模式反激式轉換器，這常表現為滿負載效率曲線的異常變化。這時，輸入電壓改變而輸出電流 (及電壓) 恒定。效率曲線隨開關點前移而顯示出波動。初級端電感的批次差異也會顯示出變化，從而改變效率。

諧振轉換器采用了一種不同的技術來降低開關損耗。讓我們回頭再看看導通損耗公式，由式中可見，如果VDS設為零，就根本沒有損耗，這個原理被稱為零電壓開關 (ZVS)，用于諧振轉換器，尤其是LLC諧振轉換器，如圖1所示。

通過讓電流反向流經開關，可實現零電壓開關。當開關電流反向時，體 (body) (或外部反向并聯) 二極管把電壓鉗位在一個低值，例如1V，這遠低于前面提到的反激式轉換器的400V。

諧振轉換器利用一個諧振電路來產生延時。兩個MOSFET產生方波，并加載在諧振電路上。通過選擇合適的諧振電路，并把工作點設置在諧振點之上，流入諧振電路的電流可以非常接近正弦波，因為高階分量一般都大為衰減。正弦電流波形滯后于電壓波形，因而當電壓波形達到其過零點時，電流仍為負，從而實現零電壓開關。

結構

圖2所示分別為準諧振轉換器的電路示意圖及LLC諧振轉換器的模塊示意圖。準諧振轉換器的電路示意圖看起來非常類似于反激式轉換器，只是它帶有一個幫助確定電壓谷底時序的檢測電路。

圖2：準諧振反激式轉換器的電路圖及LLC諧振轉換器的模塊示意圖

LLC諧振轉換器的模塊示意圖與雙開關正激轉換器截然不同。其之所以名曰“LLC”，是因為諧振電路的工作由3個組件來完成：變壓器的磁化電感 (Lm)、變壓器的漏電感 (Llk) 和諧振電容 (Cr)。對大漏電感的需求意味著必須一個額外的電感，或者是變壓器的線圈需以增加漏電感的方式進行纏繞，以使其增大。LLC諧振轉換器在初級端有一個半橋結構，但與雙開關正激轉換器不同的是，它不需要任何二極管。此外，還帶有一個雙開關正激轉換器所沒有的諧振電容，以及兩個輸出二極管與中心抽頭變壓器的輸出相連。這些配置把諧振電路的交流輸出整流為直流級，雙開關正激應用所需的大輸出電感在這里就不再需要了。

對于給定的功率級，準諧振反激式變壓器的尺寸是最大的，因為它先把所有能量存儲在初級側，然后再將之轉移到次級側。雙開關正激轉換器則不然，它是在開關導通時把能量從初級側轉移到次級側。和反激式轉換器一樣，雙開關正激轉換器也只使用一個磁極方向。LLC轉換器卻使用兩個方向，所以在其它條件相同的情況下，對于給定的功率級，它的尺寸更小，無需考慮額外的漏電感或者是在變壓器中包含的漏電感。

頻率和增益

準諧振和LLC諧振開關的優勢都包括了降低導通損耗，但缺點是頻率隨負載減小而增大。兩種轉換器的關斷損耗都隨頻率的增大而變得嚴重。

這里，tOFF是關斷時間，在輕載時上述效應會降低效率。飛兆半導體的準諧振FPS? 功率開關產品系列，比如FSQ0165RN，采用了一種特殊技術“頻率鉗位” (frequency clamp) 來彌補準諧振控制器固有的這種缺陷。控制器只需等待最短時間，對應最大頻率，然后開關在下一個波谷時導通，這種方法可以提高輕載下的效率。FPS? FSFR2100 LLC 諧振轉換器和包括FSQ0165RN在內的產品系列都具有突發模式功能，可降低極輕負載下的功耗。對于FSFR2100，如果系統需要，建議加入一個采用了FSQ510這類器件的輔助電源，以保持低待機功耗。

LLC 諧振轉換器的另一個局限性是它的增益動態范圍非常有限。圖3所示為一個LLC 轉換器的增益特性與頻率及負載的關系。這種拓撲之所以廣受歡迎是由于其頻率隨負載變化的改變較小，在100kHz的諧振頻率上限，頻率不隨負載變化而改變。不過，它的增益動態范圍很小，在1.0到1.4之間，如果1.2的增益代表一個220VAC輸入電壓的系統獲得所需輸出電壓的增益，則動態范圍允許189VAC 到 264VAC的輸入電壓范圍。因此，這種拓撲不太可能適用于常見的輸入電壓范圍，但只要通過精心設計來實現保持時間 (hold-up time) 的條件，就可以用于歐洲的輸入范圍。LLC諧振轉換器通常與功率因數校正級一起使用，后者可為LLC轉換器提供調節良好的輸入電壓。

通過增大漏電感與磁化電感的比值，可以增加增益動態范圍，但代價是輕載效率因磁化電流變大而降低。實際上，這是通過采用第二個電感來實現的，因為如果漏電感太大的話，要獲得可重復的漏/磁化電感比值是有實際限制的。

圖3：LLC諧振轉換器增益曲線示例

應用

準諧振反激式和 LLC 諧振轉換器在嵌入式交流輸入電源中的應用越來越廣泛。

準諧振轉換器的實際工作范圍上從超低功率級到100W左右。對于集成式解決方案，7W/12V 電源的滿負載效率約為81%；而對采用了帶外部MOSFET的準諧振轉換器的70W/22V電源，滿負載效率則超過了88%。前者的待機功耗遠低于150mW，后者的則小于350mW。采用較低的輸出電壓，效率必然會迅速降到上述水平之下。一個5W/5V的電源將在輸出二極管上消耗至少10% 的額定輸出功率。

準諧振拓撲還有一個好處是EMI遠小于硬開關應用的，其頻率將隨400V輸入電容上的紋波而變化，導致自然的頻譜擴展。此外，由于開關行為在較低電壓時發生，開關噪聲減小，故共模EMI噪聲也相應減小。

LLC諧振轉換器的實際工作范圍從70W左右到500W以上，帶有一個PFC前端的FSFR2100已用于實現200W 到420W的電源。對于高達200W的應用，一般無需使用FSFR2100上的散熱器，但通常建議在輸出端使用一些肖特基二極管，而這些往往需要散熱器。此外，也可以采用同步整流方法，這時因為采用了MOSFET (雖然MOSFET的控制信號不易產生)，因此無需散熱器。對于采用了肖特基二極管的應用，典型的峰值效率依照輸入電壓、輸出電壓和輸出功率情況，大約在90%到95%之間。