1．引言
　　　　　　　　　
　　在過去的十幾年中，大功率場效應管（MOSFET）引發了電源工業的革命，而且大大地促進了電子工業其他領域的發展。由于MOSFET具有更快的開關速度，電源開關頻率可以做得更高，從20kHz到200kHz甚至400kHz到現在的MHz。開關電源的體積變得更小，由此產生了大量使用小型電源的新產品。開關頻率的提高加快了暫態響應速度，縮小了元件體積，提高了功率密度。但是也帶來了一些問題，如高開關頻率造成了過大的開關損耗，使得電源效率的降低。 [1]

　　然而功率場效應管（MOSFET）的驅動損耗限制了功率變換器在高開關頻率下的效率。利用LC諧振技術可以降低這種損耗，而且在充放電的過程中恢復了大部分的能量，對門極電壓進行了有效的鉗位，而且不會限制占空比。

2．MOSFET的驅動損耗

　　幾乎所有的現在MOSFET功率變換器都用傳統的圖騰柱驅動，電源VDD提供的總的能量　　　　　　

圖1　MOSFET的驅動電路
（1）式中Ts是開關周期，Fs是開關頻率，iDD是跟隨VDD的瞬態電流。這個電流會隨主MOSFET的電壓Vgs從0變到VDD而變化。而門極的電流總量是

公式（3）描述了一個門極驅動損耗和開關頻率的關系。更重要的是它反映了兩方面的問題：

1）　對于特定的應用和一個給定的VDD ，如果頻率不變，那損耗的系數就不能改變了。
2）　降低門極阻抗RG（一個包含了MOSFET門極阻抗，驅動設備開通阻抗和其他配線和封裝阻抗的集總參數）并不能使驅動損耗降低。一個更小的RG使充放電時間減少，但是升高了電流幅值，驅動損耗并不改變。

3．諧振驅動技術

　　為了降低（3）中的損耗，諧振驅動技術受到了重視，它利用一個LC電路去給MOSFET的VGS充電和放電。C是固有的門極電容L根據情況來設定。
使用門極驅動技術要考慮以下因素：

A．　高頻PWM變換器需要較快的門極驅動速度

　　對于非諧振變換器，PWM變換器的開關損耗隨著其頻率的升高快速增加。首先，必需降低VGS 上升下降轉換時間讓它維持在一個穩定的損耗水平。而且，VGS 轉換時間限制了最大和最小的占空比。當開關頻率變高時，同樣的占空比范圍需要更小的轉換時間。

　　大部分的商用功率MOSFET管都是增強型設備（Vth>0的N溝道），一些諧振驅動的放電電壓VGS會由于LC并聯諧振[2][3]而降到0V以下。過多的VGS 振蕩延遲了開通轉換，降低了可用的占空范圍，而且會有額外的 驅動能量。

B．　防止高頻開關狀態下的誤導通

　　當開關管工作在高頻狀態造成VGS轉換時間上升時，PWM變換器的開關點S電壓下降速度（dV/dt）就會加快。S點在圖2的同步BUCK變換器上。當有M1導通，S點的電壓迅速下降，給M2的寄生電容CGD注入一個瞬態電流（iDG CGD （dV/dt））。如果iDG過高，產生了開關電壓VGS，M2就會誤導通[4]。為了不讓M2誤導通，一個低阻抗的通路必須存在于它的柵極和源極之間（如圖3）。

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