不連續模式反激變換器的基本原理和電路設計
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1．介紹
反激變換器拓撲在5W到 150W的小功率場合中得到廣泛的應用。這個拓撲的重要優點是在變換器的輸出端不需要濾波電感，從而節約了成本，減小了體積。在以往一些中文參考資料的敘述中，由于同時涉及電路和磁路的設計，容易造成設計過程中的混亂，反激變換器電路本身的一些特性卻沒有得到應有的體現。在文獻【1】中，介紹了反激變換器的基本工作原理，對不連續模式反激變換器的設計過程，各參數之間的決定關系作了簡練而準確的描述。由于電路設計和磁路設計分別介紹，對讀者掌握反激變換器的設計有很好的幫助。磁路設計在本文中不涉及，可以參考相關文獻。
2．不連續模式反激變換器的基本原理
反激變換器在開關管導通期間，變壓器儲能，負載電流由輸出濾波電容提供。在開關管關斷期間，儲存在變壓器中的能量轉換到負載，提供負載電流，同時給輸出濾波電容充電，并補償開關管導通期間損失的能量。
圖1a是反激變換器的基本拓撲。圖中有兩個輸出電路，一個主輸出和一個從輸出。負反饋閉合環路采樣主輸出電壓Vom。Vom的采樣值與參考值比較，輸出的誤差信號放大信號控制Q1的導通時間脈沖，使得Vom的采樣值在電網和負載變化時等于參考電壓，從而穩定輸出電壓。從輸出跟隨主輸出得到相應的調節。
電路的工作過程如下：當Q1導通，所有線圈的同名端（帶·）相對于非同名端（不帶·）是負極性。輸出整流二極管D1和D2反向偏置，輸出負載電流由輸出濾波電容C1和C2提供。
在Q1導通期間，Np上施加了一個固定的電壓(Vdc-1)（這里假設開關管的導通壓降是1V），并且流過以斜率dI/dt=(Vdc-1)Lp線性上升的電流，這里Lp是原邊的磁化電感。在導通時間的最后，原邊電流上升到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp。這個電流代表電感上儲存的能量為
（1）這里E單位焦耳，Lp單位亨，Ip單位安培
當Q1關斷，磁性電感上的電流強制使所有線圈上的極性反向。假設這時沒有從次級繞組，只有主次級繞組，由于電感中的電流不能瞬時改變，在關斷的瞬時，原邊電流轉換到次級，幅值為Is＝Ip（Np/Nm）。
經過幾個周期以后，次級DC電壓Vom已經建立。隨著Q1關斷，Nm上的同名端為正極性，電流從同名端流出，并且線性地下降（圖1c），斜率為 dIs/dt=Vom/Ls,其中Ls是次級電感。如果次級電流在下一個導通時間之前下降到0，則儲存在原邊電感的能量全部釋放到負載，稱這個電路工作于不連續模式。輸入功率表示為在Q1一個導通時間T釋放的能量E，那么在這個周期的最后，從Vdc吸收的功率為
另由于Ip=(Vdc-1)Ton/Lp，那么
從（2b）式可以看出，只要保持VdcTon的積為常數，則反饋環保持輸出電壓為常數。
3．輸出電壓和輸入電壓，導通時間，負載的關系
若變換器的效率為80％，則
從（2b）式可以看出，最大導通時間
發生在最小供電電壓
，所以
那么，
即
這樣當Vdc或Ro上升時，反饋環會通過減小Ton來調節輸出。Vdc或Ro下降時，則增加Ton。
4．電路設計的流程和各參數之間的決定關系
4.1確定原邊/副邊匝數比
在正確的設計流程中，有很多參數需要確定，首先是選擇原邊/主副邊匝數比Np/Nsm。這個參數決定了在功率開關管上的最大關斷電壓應力
（不考慮漏感尖峰）。忽略漏感尖峰，在最大DC輸入
和1V整流壓降下，最大開關電壓應力是
（4）假設漏感尖峰為0.3Vdc，在保證開關管相關參數（Vceo，Vcer或Vcev）的最大額定值有大于30％的安全裕量下，
的選擇應盡可能低。4.2確保磁心不飽和，電路保持不連續模式
為了保證磁心不會偏離磁滯環路，導通伏-秒積（圖1d中的A1）必須等于復位伏-秒積（圖1d中的A2）。假設Q1導通壓降和D2正向導通壓降均是1V，
（5）這里Tr是復位時間，也是次級電流需要的回復到0的時間，參看圖1c。
為了保證電路工作于不連續模式，設置死區時間（圖1c中Tdt），以便最大導通時間
（在Vdc最小時發生）加上復位時間Tr時只有整個周期的80％。留出0.2T的裕量應付Ro的意外下降，因為根據（3）式，如果Ro減小，反饋環會增加Ton以保持Vo為常數。
由于誤差放大器設計在不連續時可以保持環路穩定，如果電路間歇性地入連續模式，將會發生振蕩。振蕩發生的過程如下，DC負載電流的增
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