防止VCC電壓過高燒壞芯片，建議D6取0.5W，12V的穩壓管。

　　10.電解電容C7

　　（1） 電容耐壓Vdss

　　由于有12V的穩壓管D6，所以電容耐壓大于或等于16V即可。

　　（2） 電容容量C

　　定量計算比較困難，實測中發現電容容量取4.7uF可以滿足要求。

　　（3） 電容類型

　　由于用到的電容量較大，一般使用鋁電解電容。

　　（4） 等效串聯阻抗ESR

　　ESR越小，損耗越小。

　　（5） 額定溫度

　　實際工作溫度不能超出額定溫度范圍。

　　（6） 體積

　　由于電容C7的容量小耐壓低，所以體積基本可以不考慮。

　　（7） 使用壽命

　　由于一般LED使用的壽命比電解電容的壽命長，所以盡量選擇壽命長的電解電容。

　　■ 所以選擇耐壓大于或等于16V，電容值大于或等于4.7uF，壽命長的電解電容。

　　11.電感L1

　　（1） 電感量L1

　　當電路工作在電流連續模式和電流非連續模式之間的臨界模式時， ΔI=2I o，max，此時電感可以按照下面的公式計算：

　　這是臨界模式時的電感取值，為保證電路工作在電流連續模式，電感取值要大于上面計算得到的值，電感取值越大輸出電流的紋波越小。

　　（2） 電感飽和電流IL

　　由上式可以看出電感量越大，電感的飽和電流越小。

　　（3） 電感線徑R

　　以截面積1mm2的銅線過5A電流計算，則電感線的截面積為LI/5，所以電感的線徑為

　　（3） 電感體積

　　受到空間的限制，在保證電感量和電感飽和電流的情況下，電感體積越小越好，如果一個電感體積太大，可以考慮用2個電感串聯。

　　■ 所以選擇電感量大于0.96mH，并且飽和電流大于IL的電感。

　　12.續流二極管D4

　　（1） 最大反向耐壓VRRM

　　當mos管導通時，二極管D4承受的反向耐壓為

　　所以選取反向耐壓為600V.

　　（2） 額定電流Irating

　　mos管關斷后，D4給電感L1提供續流回路，所以通過D4的電流不會超過電感L1飽和電流IL.

　　（3） 反向恢復時間trr

　　由于電路工作的頻率較高，所以需要反向恢復時間小的超快恢復肖特基，以防止誤觸發，建議選用trr小于或等于75ns的超快恢復肖特基。

　　（4） 正向導通壓降VF

　　正向導通壓降VF越小，效率越高，盡可能選擇正向導通壓降小的超快恢復肖特基。

　　■所以選擇反向耐壓為600V，額定電流為1A，反向恢復時間小于或等于75ns的超快恢復肖特基。

　　13.輸出電容C9

　　輸出電容的作用是減小LED電流的波動，越大越好，但由于體積的限制，建議選擇容值為0.47uF到1uF之間耐壓400V為的CBB電容。

　　14.mos管Q1

　　（1） mos管耐壓VDSS

　　mos管的最大耐壓為交流整流后的電壓最大值，留50%的裕量，選取耐壓值為

　　（2） mos管的額定電流IFET

　　流過mos管的電流取決于最大占空比，本系統最大占空比為50%，所以留過mos管的額定電流為

　　mos管的額定電流為工作電流3倍時，損耗較小，所以選取mos管的額定電流IFET≥1A.

　　（3） mos管開啟電壓Vth

　　要保證Vth小于芯片的驅動電壓，即Vth11V，由于一般高壓mos管的Vth為3~5V，所以這個參數不需要過多考慮。

　　（4） mos管導通電阻Rdson

　　mos管的導通電阻Rdson越小，mos管的損耗就越小。

　　（5） 額定溫度

　　實際工作溫度不能超出其額定溫度的范圍。

　　■ 所以選擇耐壓為600V，額定電流大于或等于1A，Rdson較小的mos管。

　　15.CS取樣電阻R4，R7，R8

　　（1） R4，R7，R8的阻值

　　設R7，R8串聯后再與R4并聯的電阻為RCS，輸出的電流波動范圍為0.3，

　　則：

　　選取合適的R4，R7和R8，保證調節R8可以得到需要的輸出電流Io，且無論怎樣調節R8，Io都不會太大以至于損壞期間。

　　（2） 電阻類型

　　RCS上承受的功率為P=I2O×RCS=0.11W ，所以R4，R7采用0805封裝的貼片電阻，為了調節R8時輸出電流不會變化太快，所以選擇R8為精密可調電阻。

　　16.續流電感L2和續流二極管D5

　　加L2和D5的主要目的是為了給芯片VCC供電，從而關斷芯片HV腳的供電，減小損耗。工作原理為：當mos管導通時，電感L2儲能，電容C7給芯片供電，當mos管關斷時，L2給芯片VCC供電，并給電容C7充電。

　　選擇L2的原則是使芯片VCC的供電電壓保持在11~12V之間，建議選擇電感量為18uH，飽和電流與L1相同的電感。選擇續流二極管D5時，為了防止誤觸發，建議選用恢復時間小于75ns的超快恢復肖特基。