隨著電子技術的深入發展，各種智能儀器越來越多，涉及領域越來越廣，而儀器對電源的要求也越來越高。現今，電源設備有朝著數字化方向發展的趨勢。然而絕大多數數控電源設計是通過高位數的A/D和D/A芯片來實現的，這雖然能獲得較高的精度，但也使得成本大為增加。本文介紹一種基于AVR單片機PWM功能的低成本高精度數控恒流源，能夠精確實現0～2A恒流。

系統框圖

圖1為系統的總體框圖。本系統通過小鍵盤和LCD實現人機交流，小鍵盤負責接收要實現的電流值，LCD 12864負責顯示。AVR單片機根據輸入的電流值產生對應的PWM波，經過濾波和功放電路后對壓控恒流元件進行控制，產生電流，電流再經過采樣電阻到達負載。同時，對采樣電阻兩端信號進行差分和放大，送入ADC。單片機根據采集到的值調整PWM輸出，從而調整了輸出電流。如此反復，直到電流達到設定要求。

（1）

其中，f_{clk_I/O}為系統時鐘頻率 （7.3728MHz），N為分頻系數（取1、8、64、256或1024）。在N取1時，根據式（1）得PWM波的最大頻率為7.3728MHz；當N取1024時，PWM波的最小頻率為 7.2kHz。本系統N取256，PWM波頻率為28.8kHz。

單片機內部有1個10位的逐次逼近型ADC，當使用片內VCC作為參考電壓V_ref，其分辨率為：
（2）

若使用片內的2.56V基準源作為參考電壓，依據式（2）可得到其分辨率為0.003V。

當系統需要更高的分辨率時，可以通過軟件補償的方法來實現。具體實現方法可參考相關資料。

3 濾波和功放模塊

PWM波產生后不能直接用于控制MOSFET，需把其變成能隨占空比變化而變化的直流電壓。在此，我們選用二階RC低通無源濾波器，并取得了很好的效果。
二階RC低通無源濾波器的系統函數為：
（3）

其中，A為通帶增益，Q為品質因素， ω0為截止頻率。根據式（1）算出PWM波的頻率，取截止頻率為30kHz，由式（3）可確定對應的電阻、電容值。

由于無源濾波器的負載能力差，信號經過二階無源濾波網絡后衰減比較厲害，需要增加一級功率放大電路。功放電路比較簡單，也有經典電路，限于篇幅不再贅述。

4 恒流源模塊

恒流源采用的是壓控恒流元件IRF540，它的V_GS為20V，ID為33A。截止時，最大漏電流為1μA，導通電阻僅有0.04Ω。

IRF540的G極接PWM波轉換后的直流電壓，D極接能提供15V/5A電流的電源（可采用開關電源），S極用來接采樣電阻和負載。采樣電阻應采用溫漂系數低、阻值為10mΩ、精度為1%的大功率錳銅絲電阻。當對采樣電阻兩端信號進行差分后，可得到采樣電阻兩端的電壓值U，而在已知采樣電阻阻值情況下，很容易得到流經采樣電阻的電流，即I=U/R。由于負載與采樣電阻在同一條支路，故流經負載的電流也為I。差分放大電路的放大倍數可根據采樣電阻阻值以及ADC的參考電壓來選擇，圖5中要求R1=R3，R2=R4，放大倍數為R4/R3。需要注意的是該電路應該具有很高的輸入阻抗，以減少對負載電路的影響。差分信號經ADC口送入單片機進行處理。

軟件設計

整個系統是一個動態的閉環系統。由于PWM初始匹配值設置的大小不同，電流值在開始時可能會跟設定值有較大偏差。隨著閉環系統的自我調整，逐漸使輸出穩定在設定值上下。系統達到穩定狀態的時間以及穩定后電流值波動的幅度，可根據設計要求由軟件來調整。

實驗結果

我們對此數控恒流源進行了負載測試，測試結果如下：

從表1和表2的實測數據中可以看出，該恒流源在負載為100Ω以內，最大誤差僅為2mA，在0～200mA段沒有誤差，滿足了設計要求，達到了較高的精度。

如果需要提高200mA段以上的精度，可采用軟件補償的方法實現。即先測量足夠多的測試數據，然后采用曲線擬合方法對數據分段進行補償，詳細方法可參考相關資料。

結語

本文介紹的基于PWM技術的數控恒流源電路結構簡單，成本低，系統穩定可靠，精度高，已經應用于工業生產。如果設計要求更高的恒流值，可以更換更大功率的+15V/I電源，以及更換合適的壓控恒流元件。