基本微控制器的例子特點是“軌內”電壓測量。一個主要的例子是測量可變電阻的輸出。電阻的一端連接到微控制器的5.0電壓軌，另一端接地，雨刷器被發送到微控制器的模數轉換器(ADC)引腳。由此產生的電壓以接地和微控制器電壓軌為界。

本文提供了為測量軌外電壓的微控制器選擇電阻的指南。你將學習如何準確地測量這些更高的電壓而不損壞你的微控制器。本文的重點是優化電阻的選擇。

我們的討論僅限于一般小于30vdc的直流電壓。交流的考慮超出了這篇短文的范圍。此外，更高電壓的直流測量可能需要額外的安全考慮，這也超出了本文的范圍。

微控制器模擬輸入模型

讓我們從微控制器模擬輸入的模型開始。圖1給出了 Microchip (Atmel) ATmega4809 的簡化模型。這是Arduino Nano Every 1上的一個流行微控制器。這個模型的主要組件是樣品和保持電容。在轉換開始之前，采樣信號必須存在于該電容上。

圖 1 :微控制器模擬輸入引腳相對于被測外部電壓的簡化模型

技術貼士 :一個小錯誤就會導致微控制器的毀滅。我們必須特別小心R1附近和較高的電源電壓。接線或探測錯誤可能會無意中將高電壓發送到微控制器的I/O引腳。雖然軌道鉗位二極管提供了一小部分保護，但它將與微控制器本身一起在瞬間被破壞。在極端情況下，較高的電壓將一路行進到相關PC機上的UPS端口。如果幸運的話，它會損壞PC機的端口。如果你運氣不好，你將需要一臺新的PC。

這個采樣和保持(S/H)要求是各種微控制器結構之間的復雜交互，包括:

• 模擬選擇器mux的操作。從Arduino的角度來看，當你區分模擬輸入引腳(如A5和A7)時，這種情況就會發生。

• S/H電容的大小。ATmega 4809在Control C特殊功能寄存器中有一個采樣電容選擇(SAMPCAP)位。根據數據手冊:“這個位選擇采樣電容，因此，輸入阻抗。最佳值取決于參考電壓和應用的電性能。”

• 內部的貢獻者。這包括與引腳的箝位二極管、電阻和相鄰引腳之間的電容性相互作用等元件相關的泄漏。

我們可以將電容器電壓/穩定性要求可視化為時間常數，重點是輸入阻抗。其結果就是圖2所示的簡化模型。內部微控制器結構已被瞬時開關和S/H電容器所取代。外部電壓源和分壓器被替換為它們的Thévenin 等效電路。

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圖 2 :微控制器輸入引腳與源相關的高級模型。

當ADC轉換啟動時，瞬時開關將關閉一小段時間。這是S/H電容器充電到所需電壓的“采樣相位”。一段時間后，開關打開。這是“保持相位”，電容將保持(采樣)電壓呈現給ADC。

S/H時間與源的Thévenin 阻抗之間存在一定的關系。當我們考慮τ=RC關系時，為了精確測量，RTh必須提供一個小的時間常數。在這里，“小”一詞意味著S/H電容器將在瞬時開關閉合時的短時間內充滿電。

技術貼士 :Thévenin 等效電路是一個強大的工具，其重要性類似于歐姆定律。它允許一個復雜電路被表征為一個理想電壓源(VTh)和一個串聯電阻(RTh)。然后可以使用該模型進行簡化計算。這包括本文中提到的時間常數。

在這一點上，我們將注意力回到ATmega4809數據手冊。我們得到了一些指導方針:

• ADC針對源RTh小于10 kΩ進行了優化。

• 可以激活前面提到的SAMPCAP位，以將S/H電容器的尺寸從10 pF減小到5 pF。

• 采樣長度(SAMPLEN)控制寄存器可用于增加阻抗較高的源的保持時間。

綜上所述，這些建議為我們的電阻選擇提供了一個很好的起點。

用于ADC縮放的分壓器

為了選擇合適的電阻，我們必須考慮要測量的電壓和Thévenin 電阻。

分壓器的定義為:

其中:

• VOut是滿量程微控制器ADC輸入電壓。

• VIn(最大)是要測量的最高電壓，包括任何浪涌或充電電壓。如果電壓異常高，ADC將飽和。例如，如果設置10位ADC來測量16 VDC(最大)信號，則對于高于16 VDC的所有電壓，它將飽和并讀取1023。

分壓器的Thévenin 電阻為:

我們已經簡化了計算，假設分壓器不會明顯地負載源。也許我們可以在另一篇文章中探討源的Thévenin 等效電路上的負載。

技術貼士:Arduino的默認ADC參考是正電壓軌本身，Arduino Nano Every的正電壓軌約為5 VDC。為了提高性能，可以通過調用analogReference(internal)來使用內部1.1 VDC參考。也可以使用外部參考標準，如LM4040AIZ-4.1/NOPB 1。這些器件在溫度系數小的情況下具有良好的耐受性?！皾M量程”ADC輸入電壓分別為5.0、1.1和4.096。

電阻的選擇沒有限制;在這種情況下，我們可以選擇R1或R2，然后計算相應的電阻。不幸的是，沒有完美的解決方案。我們能做的最好的是平衡源負載的競爭需求，電池供電電路的分壓器中的能量耗散，需要保持在微控制器10 kΩ輸入阻抗以下，或者需要延長ADC轉換時間以適應高RTh。

設計實例

為了說明電阻選擇過程，讓我們設計一個電路來測量與淹水鉛酸電池充電器相關的標稱12 VDC系統。我們首先確定可能遇到的最高電壓。雖然該系統被稱為“12 VDC”，但涓流充電約為13.8 VDC，均衡充電可能高達14.7 VDC(請參閱電池數據手冊以獲取準確值)。如果我們允許10%的開銷，那么我們將設計為16 VDC(最大)電壓。

將微控制器配置為4.096 VDC外部參考。

通過收集變量，我們可以確定R1與R2的比值:

我們的目標是找到一個盡可能接近這個比率的電阻對，從而得到的Rth小于10 kΩ。

選擇電阻對本身就是一個引人入勝的話題。使用E-24(5%)系列上一篇文章中介紹的技術，R1和R2最接近的匹配對分別為4.7 k和1.6 kΩ，比率為2.937。使用E-96(1%)，我們可以選擇8.98 kΩ和3.09 kΩ，以獲得2.906的改進比率。

在理想情況下，進入ADC的滿量程電壓為:

在實際操作中，仍然存在一個錯誤?？梢钥隙ǖ氖?，1%的電阻改善了這種情況。然而，它們并不完美?？紤]每個電阻的可接受值范圍:

8.8902 kΩ <R1<9.0698 kΩ

3.0591 kΩ <R2<3.1209 kΩ

當應用于分壓器時，滿量程(16 VDC輸入)將從4.0355到4.1574 VDC變化。這個+/- 61 mV誤差歸因于所選擇的電阻公差。這種困境有幾種解決方案，包括使用低容差(高成本)電阻，手動選擇電阻，安裝微調電阻，或在微控制器中應用校準校正。每種解決方案都有其自身的成本和時間損失。然而，這是提高精度不可避免的代價。

系統性能

一個公平的批評是，我們對電阻的選擇過于挑剔。當我們考慮整個系統的性能時，這種挑剔的選擇的原因就顯而易見了。

回想一下，我們原始的10位ADC及其外部參考電壓被限制為1023的滿量程二進制讀數。如果我們正確地選擇了分壓器，那么當測量電壓達到16 VDC時就會發生這種情況。結果是系統現在具有大約16 mV的分辨率(最小可檢測電壓變化)。這是我們所能做的最好的，因為我們已經忠實地取了最大預期電壓，并將其降壓以匹配ADC的滿量程輸出。

讓我們考慮一個明顯的反例。假設我們選擇R1和R2，分別使用方便的10 kΩ到1 kΩ值。測量電壓需要達到45.1 VDC, ADC才能達到1023的滿量程計數。由于45.1 VDCX有1023步，分辨率惡化到44 mV。這是非常不希望的，因為我們不再能夠辨別測量電壓的微小變化。

技術貼士 :電壓參考值如1.024、2.048和4.096可能看起來很熟悉，因為電壓與2的冪(PO2)相關，如1,2,4，…，512,1024,2048和4096。這些都是方便的值，特別是當使用整數數學時。在我們的示例中，配備4.096 VDC基準的10位ADC用于測量16 VDC(最大)信號。假設我們為分壓器選擇了理想的電阻，每個位的變化與PO2電壓的變化一致。在這個例子中，每個ADC位代表1/64伏特。這可能對你的應用有用，也可能沒用，因為乘法可以使用一系列右移運算符來執行。請注意，當我們使用類型浮點值縮放這些獨特的電壓參考值時，速度優勢就會丟失。

回顧

微控制器可用于測量高于其5.0或3.3 VDC供電軌的電壓，前提是使用適當的分壓器來降低測量電壓。適當的電阻選擇確保微控制器在考慮被測電壓和ADC參考電壓的情況下具有最佳可用分辨率。正確的電阻的選擇由之前的文章提供幫助，其中包括一個粗略的C程序，以幫助從標準值中找到最佳可用電阻對。