在多通道系統中，每個通道一般要求使用一個微控制器和一組專用ADC.微控制器處理數據采集、數字控制環路、PWM生成、控制和通信功能，因此它必須具有非常高的處理能力。此外，由 于處理器必須處理多個并行任務，PWM 信號中的抖動可能會引起問題，尤其是PWM 占空比較低時。作為控制環路的一部分，微處理器會影響環路帶寬。

　　圖6中的電池測試系統采用模擬控制環路。兩個DAC 通道控制CC和CV設定點。

　　AD8450/AD8451用于電池測試與化成系統的精密模擬前端和控制器可測量電池電壓和電流，并與設定點進行比較。CC和CV環路決定MOSFET 功率級的占空比模式從充電變為放電后，測量電池電流的儀表放大器的極性轉，以保證其輸出為正，同時在CC和CV放大器內部切換可選擇正確的補償網絡。整個功能通過單引腳利用標準數字邏輯控制。

　　圖6. 模擬控制環路

　　在此方案中，ADC監測系統，但它不屬于控制環路的一部分。掃描速率與控制環路性能無關，因此在多通道系統中，單個ADC可測量大量通道上的電流和電壓。對于DAC而言同樣如此，因此針對多個通道可采用低成本DAC.此外，單個處理器只需控制CV和CC設定點、工作模式和管理功能，因此它能與多通道實現接口。處理器不決定控制環路性能，因此并不要求高性能。

　　ADP1972 PWM發生器使用單引腳控制降壓或升壓工作模式。模擬控制器和PWM發生器之間的接口由不受抖動影響的低阻抗模擬信號構成;而抖動會使數字環路產生問題。表2顯示模擬環路相比數字環路如何提供更高的性能和更低的成本。

　　表2. 模擬和數字控制環路比較

　　特定溫度范圍內的系統精度

　　校準可除去大部分初始系統誤差。余下的誤差包括：放大器CMRR、DAC(用于控制電流和電壓設定點)非線性和溫度漂移造成的誤差。制造商指定的溫度范圍各有不同，但最常見的是25℃ ±10℃，本文即以此為例。

　　本設計中使用的電池，完全放電后電壓為2.7 V，完全充電后電壓為4.2 V;使用5 mΩ分流電阻的滿量程電流為12 A;用于AD8450 的電流檢測放大器的增益為66;用來測量電池電壓差動放大器增益為0.8。

　　總系統誤差中，電流檢測電阻漂移占了相當一部分。Vishay 大金屬電阻;器件型號：Y14880R00500B9R,最大溫度系數為15ppm/℃，可減少漂移。AD5689雙通道、16 位nanoDAC+模 轉換器，最大INL額定值為2 LSB，可降低非線性度。ADR45404.096 V基準電壓源，最大溫度系數額定值為4 ppm/℃，是在電流和電壓設定點之間進行取舍后的理想選擇。經電流檢測放大器以66倍衰減后，DAC INL會使滿量程誤差增加約32 ppm，基準電壓源引入的增益誤差為40 ppm。

　　電流檢測放大器在增益為66時的CMRR 最小值為116 dB.如果系統針對2.7 V電池進行校準，則4.2 V電池將產生40 ppm滿量程誤差。此外，CMRR變化為0.01 μV/V/℃，或者0.1μV/V(10℃溫度范圍)。電流檢測放大器的失調電壓漂移最大值為0.6 μV/℃，因而10℃ 溫度偏移將產生6 μV失調，或者100 ppm滿量程誤差。

　　最后，電流檢測放大器的增益漂移最大值為3 ppm/℃，而總漂移為30 ppm(10℃范圍內)。檢測電阻漂移為15ppm/℃，因此總共增加150 ppm 增益漂移(10℃范圍內)。表3總結了這些誤差源，它們產生的總滿量程誤差不足0.04%。該誤差很大一部分來源于分流電阻，因此必要時可以采用漂移值較低的分流電阻，以改善系統精度。

　　表3. 10℃范圍內的電流測量誤差

　　類似地，對于電壓輸入而言，2 LSB DAC INL相當于折合到5.12 V滿量程輸入的31 ppm誤差。若電池電壓在2.7 V和4.2 V范圍內變化，那么差動放大器的78.1 dB CMRR將產生187 μV失調誤差，或者36.5 ppm滿量程誤差。來自CMRR漂移的額外誤差遠低于1ppm，可以忽略。

　　差動放大器的失調漂移為5 μV/℃，或者10 ppm滿量程誤差(10℃范圍內)。差動放大器的增益漂移為3 ppm/℃，或者30 ppm(10℃范圍內)。基準電壓漂移為40 ppm(10℃范圍)。總電壓誤差最大值為0.015%，如表4 所總結。

　　表4. 10℃范圍內的電壓測量誤差

　　實現高精度電流測量要比高精度電壓測量困難得多，因為信號電平更小而動態范圍更寬。分流電阻和儀表放大器失調漂移隨溫度 產生的誤差最大。

　　減少校準時間

　　系統校準時間可達每通道數分鐘，因此減少校準時間便可降低制造成本。若每通道需3分鐘，則96通道系統便需要4.8小時來執行校準。電壓和電流測量路徑有所不同，因為電流極性會發生改變，且失調和增益誤差在各種模式下均有所不同，因此需單獨校準。若沒有低漂移元件，就必須針對每一個模式進行溫度校準，導致校準時間非常長。

　　當AD845x在充電和放電模式之間切換時，內部多路復用器將在到達儀表放大器和其他信號調理電路之前改變電流極性。因此， 儀表放大器將始終獲得相同的信號，無論處于充電還是放電模式，且增益誤差在兩種模式下均相同，如圖7 所示。多路復用器的電阻在充電和放電兩種模式下不同，但儀表放大器的高輸入阻抗使得此誤差可忽略不計。

　　從系統設計角度而言，兩種模式下具有相同的失調和增益誤差意味著單次校準可消除充電和放電模式下的初始誤差，使校準時間減半。此外，AD845x具有極低漂移，對其進行單次室溫校準即可， 無需在不同溫度下進行校準。考慮到整個系統壽命期間所需的校準，節省的時間可轉化為成本的大幅下降。

　　減少紋波

　　從線性拓撲轉換到開關拓撲后，系統設計人員面臨的問題之一是電壓和電流信號中的紋波。每一個開關電源系統都會產生一些紋波，但在高效率、低成本要求的PC和其他大用量電源管理應用中穩壓器模塊的推動，技術變革非常快。精心設計電路和PCB布局， 可以減少紋波，使得開關電源可以為一個16位ADC供電而不會降低其性能，詳見AN-1141應用筆記用開關穩壓器為雙電源精密ADC供電。此外，ADP1878同步降壓控制器數據手冊提供有關高功率應用的更多信息。大部分開關電源使用單級LC濾波器，但 若需要更佳的紋波和更高的系統精度，則雙級LC濾波器將有所幫助。

　　均流控制

　　AD8450支持方便的純模擬均流，是結合多通道實現高容量電池化成和測試的快速、高性價比之選。例如，可以利用一個5 V、20 A單通道設計，三個相同的通道均流后可產生5 V、60 A系統。采用AD8450 和一些無源器件即可實現均流總線和控制電路。與單通道設計相比，這是一種高性價比方式，因為可以使用低成本功率電子器件，無額外開發時間。詳情可參見AD8450 數據手冊。

　　圖7. AD845x在充電和放電模式下具有相同的失調和斜率

　　結論

　　AD8450、AD8451和ADP1972簡化系統設計，具有優于0.05%的系統精度和超過90%的能效，有助于解決可充電電池制造瓶頸問題，同時為環保技術的普及做出貢獻。開關電源可為現代可充電電池的制造提供高性能、高性價比解決方案。