如何選擇LED照明的恒流應用？無疑，Buck型結構是性價比最好的選擇。本文就簡單介紹一些低邊Buck型LED驅動電路的原理和應用。

首先，是幾種常見的BUCK型結構。

第一種是高邊驅動NMOS的方式，這種Buck型電路是在低壓DCDC中見得最多的。它的優點是輸入輸出是共地的，并且公共端是系統電位最低點。在高壓Buck中，我們很少見到這種方式，原因在于高邊NMOS需要自舉升壓浮動驅動，高壓的驅動電路太占芯片的面積了。所以可以想象，為什么一片高低邊驅動器價格動輒好幾塊錢。

第二種是高邊驅動PMOS，這種結構的優點和第一種相同，也不需要自舉升壓驅動，但卻是比較少見，原因在于PMOS的多子為空穴，遷移率低，造成PMOS的性能較差，另外，這種驅動要以輸入為參考，同樣會比較復雜。

第三種是高壓Buck型LED驅動器中最為多見的，今天要說的兩個IC都是這種結構。它的優點很明顯：控制電路不需要承受高壓就能很好地完成對功率管的驅動，因此IC的成本可以做到很低。而在LED以外的應用中，我們幾乎不會這樣用，原因很簡單，這種結構的公共端是電源輸入正端，不符合我們的習慣。說完上面這些，我們就來看看這些電路是如何來恒流的。首先，我們要搞清楚恒流的概念，恒的是負載的平均電流，對于Buck拓撲，也就是電感的平均電流。對于任何一種拓撲，一個開關周期內電感的電流都是先升到峰值，再降到谷值的，這個谷值可能大于0（連續模式），也可能等于0（斷續模式或者臨界模式）或者小于0（這種情況只會在同步整流的結構中出現）。如果是連續模式或者臨界模式，那么電感的平均電流就等于峰值電流加上谷值電流除以2，即：

Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2

如果要恒流，只要將電感的峰值電流和谷值電流定死就行。如下圖，對于低邊Buck型結構，開關管開啟時，電流按照藍線方向流動，電感電流逐漸上升，如果檢測Rcs上的電壓達到一定值（即電感電流達到一定值）時開關管關斷，那么峰值電流就定下來了。假設這個閾值為Vthh，那么峰值電流大小為：

IL_peak=Vthh/Rcs

接下來的開關周期內，電感通過二極管D續流，如下圖所示。這就出現了一個問題，此時的電流不再流經開關管，控制電路無法知道電流下降到何種程度了。

怎么辦？先看一下下面這個圖。用過臨界模式PWM控制IC的應該很快能夠看出來，這種結構可以實現在電感電流下降到0附近時重新打開開關管，也就是說，可以強迫電路工作在臨界工作模式。使用一個輔助繞組，開關管關斷期間，電感電流下降，輔助繞組感應產生一個正電壓，當電感電流下降為零時，感應電壓消失，觸發開關管重新開啟。D1這個二極管是用來阻斷開關管開啟時輔助繞組上的反壓的，實際上我們可能看不到這個二極管，因為可以在IC內部A2的反相輸入端反向并接一個二極管到地，效果一樣的。

這個電路使得電感電流波形非常接近上圖的臨界模式，也就實現了輸出的恒流：

Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2=IL_peak/2

這就是BP2822的工作模式。大家會問，為什么BP2822的應用中沒有這個輔助繞組？確實沒有，這個繞組肯定讓電感的加工變得復雜，成本會略微上升。那么它是如何檢測電感電流下降到零的呢。大家可以先想一下反激工作在斷續模式下，開關管漏極電壓在開啟前上一個周期內的波形是什么樣的。沒錯，會出現振蕩。那Buck型的會不會也有這樣現象呢？會。

大家看下圖。假設電流在t時刻過零，則t-時刻有：

Vds=Vcoss=Vin

在t+時，電感電流為零，C遠大于Coss，C視為短路，則Coss與L構成串聯諧振回路，諧振頻率為

初始振蕩幅度為Vin。用saber仿一下，確實如此。

有這個振蕩，那就好辦了，只要檢測這個振蕩一開始，我們就把開關管重新開啟，那么久非常接近臨界工作模式了。甚至，我們可以檢測到這種振蕩到達谷值時將開關管開啟，那么就是我們所說的準諧振（QR)了。但是仍然有問題。不涉及到IC的可能不知道，國內絕大多數集成功率管的IC都是將控制部分的裸片和一個外置的功率管裸片封裝到一起的，也就是單片封裝，而不是單片集成。那么，功率管漏端和控制IC基本都是沒有連接關系的，那又如何取得這個振蕩信號呢？

這一點，還和驅動結構相關。為了減小IC功耗，BP2822這類IC都是采用源極驅動的方式。也就是說，芯片實際驅動的是一個低壓的功率管，另外一個高壓功率管用來承受耐壓，下圖可以說明這一結構。使用一個二極管和電容，就可以得到這個振蕩信號。但是，這個二極管和電容是需要承受高壓的，放在IC內部是不現實的，放在芯片外部，無疑增加了外圍的復雜度。

究竟是如何檢測的呢？再看下圖就知道了。下管的源漏寄生電容導致下管的漏端（即高壓管的源端）對地也會產生同樣波形的振蕩，這個振蕩是低壓的，檢測起來就方便了。

淺析低邊Buck型LED驅動電路