1 引言

PWM整流器不僅可以控制AC/DC 變換性能，而且可實現網側單位功率因數和正弦波電流控制，甚至能使電能雙向傳輸[1],因此被廣泛應用于功率因數補償、高性能整流器、電能回饋、有源濾波等領域。整流器的輸入端來自電網的三相電源，其相序a,b,c 在保證相位差120°的前提下只是一個相對量，而整流器算法中三相電源的相序涉及大量的數學變換以及PWM 波的輸出，需在輸入端定義。這樣如果輸入端接線錯誤，就不能實現算法功能。因此在不同的電網環境，必須先用儀器測量相序，再讓整流器工作，這樣的過程繁瑣且容易出錯。在此提出一種新的三相電源相序調整方法，有效地解決了上述問題。

2 PWM 整流器的數學模型及控制策略

2.1 PWM 整流器的基本結構

圖1 示出三相VSR 主電路結構。可見，該電路由交流側三相電感、三相全控橋、直流側濾波電容組成。當VSR 正常工作時，通過PWM 波控制開關管的關斷順序，實現能量的雙向傳輸。

圖1 三相橋式電壓型PWM 整流器

橋臂上下兩個功率開關管的導通是互補的，即上橋臂開關管導通時，對應的下橋臂功率開關管關斷，其相應的邏輯開關函數為：

2.2 數學模型及控制策略

設定電網電壓為：

式中：uao,ubo,uco分別為交流側a,b,c 與電源中點o 間的電壓;Up為峰值電壓。

由式(1)可得出三相靜止坐標系下的開關函數數學模型為：

2 式中：ia,ib,ic為交流側電流;Udc為直流側的負載電壓。

為判別相序，將三相電壓轉換成線電壓。根據Clarke 變換，將a,b,c 坐標系轉換為α，β 坐標系：

式中：uab,ucb分別為線電壓，且以b 相為參考點;uα,uβ,iα,iβ分別為α，β 坐標系中的電壓和電流。

根據Park 變換，將α，β 坐標系轉換為兩相旋轉d,q 坐標系：

式中：ud,uq,id,iq分別為d,q 坐標系中的電壓和電流;θ=2πft,f 為電網頻率，0≤t≤Tuα,Tuα為uα的周期。

經過以上變換后，在d,q 坐標系中的三相電壓型PWM 整流器的數學模型為：

令交流側電壓矢量在d,q 軸上的分量分別為upd=UdcSq,upq=UdcSd.在式(6)中，d,q 軸變量互相耦合，因而不能對其電流進行單獨控制。通過id,iq的前饋解耦控制，對ud,uq進行前饋補償，并且采用電流預測法對電流環進行控制，方程如下：

式中：id* 為電壓環PI 的輸出值;iq*=0.

將第k+1 次

采樣周期時輸入電流的采樣值，用給定值id*(k+1)，iq*(k+1)來代替，計算出符合電流變化的輸出電壓矢量。在PWM 中運用空間矢量法合成輸出電壓矢量，使下一次采樣時刻的實際電流以最佳特性跟隨下一時刻的參考電流。

控制系統的電壓外環采用PI 調節器，其輸出得到三相參考電流幅值基準i*,i* 就是d,q 旋轉坐標系下的電流給定值id*(k+1)，iq*(k+1)。只要在開關周期內實現式(7)，即可實現電流無差拍控制。