摘要：對具有驅動變壓器的功率MOSFET管驅動電路的動態過程進行了分析，推導了驅動變壓器設計參數（繞組電流有效值，變壓器功率）的計算方法，定量分析了變壓器漏感和電路雜散電感對開通過程的影響，并通過仿真和試驗驗證了這套計算方法的正確性。

1 引言
作為開關電源的開關器件，功率MOSFET管具有開關速度快、工作頻率高的特點，適用于高頻開關電路。此外，在并聯使用時，由于MOSFET管具有正溫度系數，可以自動均流，無需均流電路，方便擴流，這也是目前其他功率開關器件不可替代的優點[1]。
為了加速開通，減少損耗，對MOSFET管的驅動電路的基本要求是內阻要小，驅動電壓盡量高（但不能超過柵-源擊穿電壓）；為了加速關斷，應給輸入電容提供低阻放電通道；為了抑制高頻振蕩，柵極引線盡量短，減少線路分布參數；為了防止靜電感應導致柵極電壓上升引起誤導通，柵極不允許開路，大功率MOSFET管截止時，柵極最好施加負電壓[2]。
MOSFET管的驅動電路有多種形式，可以用TTL電平直接驅動，但更多采用隔離驅動，在驅動信號輸出端與MOSFET管柵極之間用光耦或磁耦實現與主電路電隔離。
驅動變壓器是常用的磁耦元件，起到傳輸驅動信號和功率的作用。設計合理的驅動變壓器，不僅可以提高MOSFET管開關性能，而且體積小、重量輕，成本低。
2 MOSFET管內部電容與變壓器驅動柵極電路
2.1 內部電容
MOSFET管內部電容，也稱極間電容，是柵極、源極、漏極之間的寄生電容。開關電源最常用N溝道增強型MOSFET管[3]，內部電容分別為：柵-源極間電容Cgs，柵-漏極間電容Cgd，漏-源極間電容Cds，如圖1[1, 3]。
與漏-源短路條件下小信號輸入電容Ciss的關系：
Ciss=Cgs+Cgd (1)
與柵-源短路條件下小信號輸出電容Coss的關系：
Coss=Cds+vgd (2)
與小信號反向轉換電容（反饋電容）Crss的關系：
Crss=Cgd (3)
驅動電路的任務就是針對MOSFET管開通、關斷過程中的寄生電容進行充放電。需要說明的是，內部電容并非常數，會隨著開通、關斷過程中極間電壓的變化而變化，使得開通、關斷的動態過程比較復雜[3]，但是，對于柵極驅動，主要考慮上升、下降時間內（短于整個動態過程時間）的驅動波形，可以把Ciss看做常數進行分析。
2.2 MOSFET管變壓器驅動柵極電路
圖2為變壓器驅動柵極電路，是驅動電路的最后部分。變壓器T1提供驅動信號，經由保護二極管D1、柵極串聯電阻R1向柵極輸入電容Ciss充電，當柵-源極間電壓vgs大于門限開啟電壓vTh，MOSFET管導通，進而進入飽和區，完成開通過程；當變壓器驅動信號低電平時，三極管Q1導通，柵極電容的電荷迅速通過R1，Q1構成的閉合回來釋放，達到快速關斷的目的。電阻R3防止柵極開路，穩壓管D2限制信號幅度不能超過柵-源擊穿電壓，起到保護作用。
3 變壓器設計與試驗
為了簡化計算，將變壓器視為方波脈沖電壓源，MOSFET管開通過程的等效電路如圖3。
開通過程就是零狀態響應過程，三要素[4, 5]：
初始值 uciss(0)=0 (4)
由于R3>>R1，穩態值 ； (5)
式中，U1—變壓器輸出電壓，V
時間常數τ=(R1//R2)×Ciss≈R1Ciss； (6)
暫態過程：
柵極電壓：
(7)

柵極電流： (8)
柵極電阻R3電流：i1(t)≈0 (9)
柵極串聯電阻R1電流： (10)
電路瞬時功率：
(11)
上升時間：tr=2.2τ=2.2R1Ciss (12)
忽略三極管Q1飽和導通管壓降0.2V，MOSFET管關斷過程的等效電路如圖4。
關斷過程即可看做零輸入響應過程，柵極電壓U1，主要元件依然是R1，Ciss（由于R3>>R1,忽略電阻R3），基本是開通的逆過程，因此，變壓器輸出電流有效值[4]：
(13)

式中，I—變壓器輸出電流有效值，A；f—驅動信號頻率，Hz
變壓器功率： (14)
通過分析，由式(12)可知，減少上升時間tr的辦法是減少R1，但式(13)(14)表明，代價是增大了輸出電流有效值和變壓器功率；提高頻率和驅動電壓將導致電流有效值和變壓器功率增加。
線路分布參數包括變壓器漏感，內阻r，以及導線引起的寄生電感等，隨著工作頻率提高，分布參數影響逐漸明顯。相對于內阻r，分布電感對動特性影響更為顯著，考慮變壓器漏感和線路雜散電感Ls后MOSFET管開通過程的等效電路如圖5（忽略電阻R3）。
系統時域方程：
(15)
傳遞函數： (16)
特征方程：LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0 (17)
特征方程根：（極點）(18)
由式(18)，對于階躍輸入[5]
1)時，系統臨界振蕩。此時，
Ls=0.25CissR12 (19)
2)時，系統振蕩收斂。此時，
Ls>0.25CissR12 (20)
此時，自然頻率（無阻尼震蕩頻率）：
(21)

阻尼比： (22)

阻尼角： (23)

(24)

3)時，系統不振蕩。此時，
Ls0.25CissR12 (25)
理想情況下， Ls=0，系統即退化成圖3所示的一階系統。
試驗：要求設計驅動變壓器，變比1:1，驅動電壓12V，開關頻率30kHz，MOSFET管型號IXTK15P，參數：trr=150ns；Ciss=7000pF；Qg=240nC，3只并聯使用，此時，Ciss=21000pF。柵極電路如圖2。

電路開通動態分析：
由式(6)，時間常數τ≈R1Ciss=10×21000×10-12=2.1×10-7s；
由式(7)，柵極電壓：

由式(10)，柵極串聯電阻R1電流：

由式(11)，電路瞬時功率：

由式(12)，上升時間：tr=2.2τ=4.62×10-7s
開通瞬態過程(0~1μs)仿真結果如圖6：
驅動變壓器設計參數：
由式(13)，變壓器輸出電流有效值：

由式(14)，變壓器功率：
P=I·U1=0.095×12=1.14W
由式(19)，系統臨界振蕩的變壓器漏感：
Ls=0.25CissR12=0.25×21000×10-12×102=5.25×10-7H=0.525μH
為了說明變壓器漏感和線路雜散電感Ls對驅動的動態過程的影響，針對本設計，根據式(21)-(24)，對不同Ls值進行開通過程(0~5μs)仿真，結果如圖7。
當變壓器漏感以及分布電感Ls超過臨界值（如0.525μH）時，系統振蕩。如果Ls過大（如4μH），一方面會使得上升時間延遲，另一方面，柵-源極間電壓超調量過大，可能將會引起MOSFET管開通過程不穩定，甚至危及管子安全。因此，期望Ls小些好，所以，盡量減少變壓器漏感和引線長度。
驅動變壓器功率、電流都很小，在工程設計中，考慮留下余量，應該取大一些磁芯，這樣做的另一個好處是，減少了變壓器匝數，減少漏感量。為了進一步減少漏感，初、次級繞組導線并行繞制。此外，考慮到初次級會產生很高的電位差，應保證初次級繞組導線足夠的絕緣強度。
設計的驅動變壓器：磁芯PC44 EPC13，初級匝數26，次級匝數26，磁感應強度0.25T，漏感0.55μH，外形尺寸20.4×13.3×7。
實驗表明，驅動變壓器工作穩定可靠，損耗低，驅動波形上升沿、下降沿陡峭，無過沖現象，與仿真結果接近，滿足設計要求。驅動變壓器輸出驅動波形如圖8。
4 結論
1)驅動電路的任務就是針對MOSFET管開通、關斷過程中的寄生電容進行充放電。驅動變壓器是常用的磁耦元件，起到傳輸驅動信號和功率的作用；
2)為了加速開通，減少損耗，對驅動電路的基本要求是內阻要小，但代價是增大了驅動變壓器輸出電流和功率；
3)驅動變壓器輸出電流和功率還與開關頻率和驅動電壓有關，并隨著頻率提高或電壓提高而增大。
4)為了驅動過程快速、穩定、安全可靠，抑制高頻振蕩，盡量減少變壓器漏感和引線長度。

參考文獻
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