O 引言
高頻變換能有效地減小功率變換器的體積、重量。但也帶來了高的開關應力、高頻變壓器漏感引起的電壓尖峰、電磁干擾(EMI)、高頻開關損耗、效率低等問題．而諧振變換具有工作頻率高、開關損耗小、效率高、重量輕、體積小、EMI小、開關應
力低等特點，因此近來得到廣泛的研究。
諧振變換器有串聯和并聯兩種基本類型。串聯諧振變換器具有能隔斷直流分量、避免變壓器飽和以及輕載效率高，適合高壓小電流輸出等特點。并聯諧振變換器負載可開路、對電容脈動電流要求小以及適合低壓大電流輸出等特點。根據電流源電路的特點，選擇并聯諧振方式，并進一步設計成兩級I/C諧振網絡。

本文第一部分分析感性負載下電流源的各個工作模式，第二部分是對并聯諧振方式的理論分析、仿真研究及實驗結果，第三部分是由并聯諧振改進的兩級I/C諧振網絡的設計．為便于分析，在電流源工作模式分析中不加進諧振網絡。

l 電流源的工作模式
主電路是由一級Buck電路加全橋逆變電路組成的，如圖l所示。Buck電路通過輸出大電感產生近似恒定的恒流源，再通過全橋逆變變成方波電流源，作為二次側電源的供電電源。
假沒開關器件是理想器件，電感和電容均為無損耗的儲能元件，線路其它損耗可忽略，電感電流“紋波很小，在分析其它電流波形時可認為恒值。對于感性負載，其工作狀態分為8個階段，主要工作波形如圖2所示。各階段的等效電路如圖3所示。
1)階段l[t0-t1] t0時刻，因負載電流相對于參考方向為負，開關管S2及S5內寄生二極管導通給負載電流續流，D1及S1導通給電感電流續流。
2)階段2[t1-t2]負載電流換向，開關管S2及S5零電壓開通，t2時刻，iD1=0，二極管D1零電流關斷。
3)階段3[t2-t3]電壓下降為零，Buck電感L與負載電感串聯，負載電流基本保持不變。
4)階段4[t3-t4]時刻，S1關斷，電感電流通過二極管D2、開關管S2及S5導通，負載電流基本保持不變。
5)階段5[t4-t5]時刻，S2及S5關斷，負載電流相對參考方向仍為正，此時，S3及S4的寄生二極管給負載電流續流。D1及D2導通給電感電流續流，電感和負載電壓箝位為Vdc，負載電流在Vdc的作用下迅速下降，電感電流iL因感抗大而只有較小的下降。其間，S3及S4有導通信號，但負載電流仍為正，仍是S3及S4的寄生二極管導通續流。
6)階段6[t5-t6]時刻，負載電流換向，S3及S4零電壓導通，當iD1=0時，D1零電流關斷。
7)階段7[t6-t7]V1電壓下降為零，Buck電感L與負載電感串聯，負載電流基本保持不變。
8)階段8[t7-t8]t7時刻，S1導通，S3及S4繼續導通，Buck電感L與負載電感串聯，負載電流基本保持不變。

2 并聯諧振的設計
假設逆變橋輸出電流為‰諧振電感電流iL諧振電容電流iC，負載電流iR，則等效電路模型如圖4所示，其中ip為方波電流源。

式中ω=2πf；

ωi=iω，i=1，3，5…n。

設LC諧振角頻率為ω，則

對于開關頻率的k次諧波，LC的阻抗值如下。

取ω0=ω，即諧振頻率等于開關頻率，由式(6)可知，|Zab|→∝，|Zab|與Q成反比，即Q值越大，|Zab|越小，濾波效果越好，但同時諧振電感、電容上電流也越大，考慮到大電流情況下，諧振電感、電容不易設計，實際電路取值Q≈3。
采用了PSPICE仿真軟件進行仿真驗證。仿真參數如下：直流電源電壓300V，開關頻率l00kHz，質因數Q=3，負載阻抗50Ω，諧振電感、電容分別是15.9μH，159nF，從圖5仿真波形上看，負載電流近似為正弦波，諧波分量較小。

根據以上的數據，我們對電流源主電路進行了實驗，得到未加諧振網絡與加諧振網絡負載電流波形分別如圖6(a)和圖6(b)所示。

對比圖6(a)、圖6(b)可見．加諧振網絡負載電流波形得到了改善，基本上呈正弦波值得注意的是，以上仿真和實驗都是在重載情況下做的，當負載很輕時，由式(6)可知，Q值小，諧振網絡效果不明顯，

3 兩級LC諧振網絡的設計

兩級LC諧振式電路如圖7所示。C1及L1主要用于濾除開關毛刺以及限制負載最大電流，G2及L2是主諧振網絡，主要用于改善負載電流波形，使其趨于正弦波，降低電流高次諧波分量。電流源在滿足輸出要求的情況下，采用平均值反饋方式。取樣電流是濾波電感L上的電流，忽略紋波電流。

由電路可知，

所以從濾波電容上漏走的電流大小可以表示為

從式(9)可以了解到對于同樣的給定輸出電流，負載上的輸出電流并不是確定的，而與負載、輸出頻率和濾波參數有密切的關系。考慮到實際裝置隔離驅動負載是小確定的，為了保證任何負載下輸出電流基本固定，加大輸出電感L，減小輸出電容C，可以使負載電流接近電感的電流，使負載趨于阻感性負載，保證負載電流處于某一范圍。

根據以上的分析，進行了實驗驗證。實驗參數如下：直流電源電壓300V，逆變和Buck開關頻率都為100kHz，C1=2.2nF，L1=115μH，C2=1OnF，L2=lOOμH。圖8是實驗所得波形，重載及輕載閉環前波形良好正弦，工作穩定可靠，輕載閉環后負載和諧振網絡近似為純感性，負載電流波形為三角波。

4 結語
本文主要介紹了Buck電路和全橋電路諧振電流源的工作模式，并根據諧振理論將方波的電流信號變成良好的正弦電流信號，從而減少了EMI及提高了效率。對并聯諧振輕載情況下諧振效果不明顯的缺陷，又進一步設計了兩級LC諧振網絡。仿真和實驗效果表明該諧振電流源在不同負載下都能達到良好效果。作為具有良好正弦波形的高頻電流型交流母線，在分布式電源系統日益發展的今天，將越來越顯示其廣闊的應用前景。