通過模擬可初步選擇40 mH 的電感作為驅動電路所用， 圖3 是用示波器采到的電壓波形圖， 此電壓是電路中串聯了一個20 Ω 的電阻上的電壓， 穩定后電壓為340 mV， 即電路中電流為17 mA.因為實際電路中電流有損耗， 所以實際電流值比模擬電流值偏小， 但整個電流的變化趨勢與模擬基本一致。

　　圖3 電感值40mH 電路中串聯電阻的電壓變化

　　2.2 電流與PWM 占空比的關系

　　圖4 所示為LED 驅動電路充電以及放電曲線圖，Imax是電路在直流情況下的最大電流。設在PWM 占空比為m 時電路中的電流值在充電曲線上的t1時刻的電流值附近波動， 此時應該滿足以下條件：t 點的充電曲線斜率為k1，a 點處放電曲線斜率為k2， 應有k1mT=|k2 |（1-m）T，驅動電路中的電流因此維持在一個恒定值附近微小波動。

　　圖4 RL 電路充放電曲線示意圖

　　分析可知， 當啟動驅動電路后， 經過若干個充放電周期電流達到一個相對穩定的值， 之后電流在這個穩定值附近波動。如圖5 所示， 對每個周期而言， 充電時電流曲線的斜率在不斷下降； 放電時電流曲線的斜率絕對值在不斷增加； 滿足圖4 的條件時， 電流相對穩定。從而得出在LR 電路時間常數τ 一定時， 電感電流隨PWM 占空比的關系為：

　　其中m 是PWM 占空比。

　　圖5 是電感電流隨PWM 占空比變化的實驗結果曲線， 該曲線是在電感值為40 mH 時， 電路中串聯了一個22 Ω 電阻的情況下測得的。分析理論公式和實驗結果，可發現在PWM 占空比為36%~86%區間， 電感上電流值隨PWM 波占空比線性變化， 變化趨勢與理論推導一致。

　　對于高占空比的區間段， 由于充電曲線斜率已經趨近不變， 此時電流值也趨于最大值， 而在低區間段， 由于充電時間較短， 電路中損耗較大， 電感上電流值也趨近于零。

　　圖5 電感電流隨PWM 占空比變化的實驗結果曲線

　　2.3 PWM 占空比調節方式

　　采用電腦通過RS-485 在線控制PWM 占空比的變化， 根據需要在256 個檔位中進行選擇， 每次用電腦向RS-485 發送兩個字節的十六進制命令， 從而改變C8051產生的占空比， 達到改變LED 亮度的目的。

　　RS-485 接口電路的主要功能是： 將來自微處理器的發送信號TX 通過“ 發送器” 轉換成通信網絡中的差分信號， 也可以將通信網絡中的差分信號通過“ 接收器”轉換成被微處理器接收的RX 信號。任一時刻，RS-485收發器只能工作在“ 接收” 或“ 發送” 兩種模式之一。因此， 采用了圖6 所示電路， 由微處理器輸出的R/D 信號直接控制SN75LBC184 芯片的發送器/接收器使能：R/D信號為“1 ” ， 則SN75LBC184 芯片的發送器有效， 接收器禁止， 此時微處理器可以向SN75LBC184 總線發送數據字節；R/D 信號為“0 ” 則SN75LBC184 芯片的發送器禁止， 接收器有效， 此時微處理器可以處理來自RS-485總線的數據字節。此電路中， 任意時刻SN75LBC184 芯片中的“接收器”和“發送器”只能夠有一個處于工作狀態。

　　圖6 RS-485 電路

　　不論從模擬還是實驗角度來看， 在PWM 調光驅動電路中加入電感， 可成功將電路中大范圍變化的電流“ 平均” ， 使其穩定在一個可通過理論計算得出的值附近。本文綜合了模擬調光和數字調光的共同優點， 且可以利用RS-485 ， 通過PWM 波與驅動電路中LED 上電流的函數關系， 改變PWM 波的占空比， 即可讓LED 有著理想的電流值， 并用計算機實時、細致地改變LED 的亮度。