前言

　　為了提高現代無線設備的靈敏度和可選擇性，需要盡可能地減小相位噪聲和參考雜散，并縮短鎖定時間。本文中所述電路可以改善本振(LO)的所有這些性能。

　　相位噪聲是對LO信號的純度的一種量度。相位噪聲是載波功率相對于給定的頻率偏移處(頻率合成器通常定義1kHz 頻率偏移)1-Hz的帶寬上的功率。其計算結果以dBc/Hz為單位表示。

　　由于頻率合成器內部的開關切換，輸出信號中會出現雜散(spurs)。在整數N分頻的合成器中，它們一般是由于鑒相器(PFD)的工作頻率點上的信號分量所引起的;在小數N分頻中，它們是由合成器本身架構的特點所造成的。在整數N分頻鎖相環(PLL)中，它們被稱為參考雜散(reference spurs)。

　　鎖定時間是指輸出從一個頻率切換到另一個頻率所需要花費的時間——這對于許多系統來說是一個重要的指標。一般說來，當輸出穩定到所期望的最終頻率附 近、差異在某一百分比[或者以百萬分之一(ppm)衡量]之內，或是相位鎖定在所需要相位度數的附近，此時我們說，輸出被切換到或者鎖定到新的頻率上了。

　　傳統的接收機實現方式

　　圖1所示的是最通用的的接收機架構的功能框圖(超外差接收機)。這里所示出的系統是滿足DCS1800移動電話標準接收機的典型結構。在該標準中，接收(Rx)頻段是1805MHz～1880MHz。

　　圖1中，RF輸入信號先流經一個RF濾波器，接下來再經過一個低噪聲放大器(LNA)。隨后，信號在混頻器中與一個可調諧的LO輸入進行混頻，變換到 中頻段(IF)。混頻后的信號接受進一步的濾波，在通過一個最終的混頻器，與一個固定頻率的LO信號混頻，從固定的IF頻段下變頻到基帶信號頻段上。

　　可調諧的RF LO信號是利用一路干凈和穩定的參考頻率信號來生成的，該基準信號輸入至ADF4106 PLL合成器和一個壓控振蕩器(VCO)中后最終形成LO信號。參考頻率信號可以由溫補晶振(TCXO)、壓控晶體振蕩器(VCXO)或者恒溫晶體振蕩器 (OCXO)來產生。 在整數N分頻系統中，PLL合成器的R分頻器將該參考信號變換成為一個頻率等于信道間隔的信號——或者，在小數N分頻系統中，將信號頻率變換成信道間隔的 倍數。PFD則對環路輸出FVCO除以N后的結果與R分頻器的輸出進行比較，然后，環路驅動VCO，使得FVCO = FPFD × N，以使PFD輸出歸零。可以通過改變N來改變LO輸出頻率，從而對無線電路進行調諧。

　　LO的相位噪聲取決于多方面的因素：參考信號噪聲、合成器中的噪聲(R分頻、N分頻、PFD和電荷泵)，N值，以及PFD的工作頻率。

　　LO的相位噪聲(dB)可以用如下的公式來表示：

　　式中

　　PNSYNTH是合成器對相位噪聲的貢獻(在數據手冊中給出，單位是dB)

　　20 logN是合成器中的N值所帶來的附加噪聲

　　10 logFPFD是合成器的PFD頻率所產生的噪聲分量

　　*欲獲得更多詳情，請參閱“Design a Direct 6-GHz Local Oscillator with a New， Wideband， Integer-N， PLL Synthesizer”(Analog Dialogue， Volume 35， No. 6， November-December， 2001)

　　參考雜散取決于如下因素：PFD設計，PFD電路中電荷泵的漏電，PLL環路帶寬，VCO靈敏度。鎖定時間取決于PFD頻率和PLL環路帶寬。

　　在接收機中， 如果IF選定為230MHz，經過調諧的RF信號將在2035～2110MHz范圍內變化(使用高端注入)，步進為200kHz。如果使用整數N分頻架構 來實現的話，則需要使用200kHz的PFD頻率，而N值將從10175(2035MHz)變化為10550(2110MHz)。

　　在商業應用系統中所期望的帶內相位噪聲為-85.6 dBc/Hz，采用適合的鎖相環，如ADF4106，系統的典型基準寄生為-88dBc @ 200kHz和-90dBc @ 400kHz。

　　圖1 傳統的超外差接收機的系統框圖

　　如果環路帶寬選取為20kHz，則相位差小于10度時對應典型的鎖定時間將為250µs。

ADI公司目前提供一種新的寬帶寬PLL合成器——ADF4107。其RF級可以在高達7.0GHz的頻率下工作，而PFD頻率可以高達 104MHz。這樣的寬帶寬工作能力可以用于實現新穎的接收機架構，如圖2所示。在該結構中，每一級的LO都可以從一路頻率為所需頻率的整數倍的信號變換 得到。此外，調諧是在IF部分完成的。這就容許系統采用非常高的倍率，以便改善總的相噪聲和鎖定時間性能。

　　固定頻率的RF電路

　　在圖2中，一個頻率固定的RF LO將信號向下變頻到IF頻段，而信道的調諧在IF中完成。仍以DCS1800為例，我們可以選擇頻率固定為1520MHz的RF LO。這可以從一路6080MHz的信號通過÷4分頻來獲得。

　　圖2 替代性的接收機框圖

　　RF LO 的相噪聲為：

　　–219 + 20 log 950 + 10 log (6.4 × 106) – 20 log 4 = –219 + 59.5 + 68 – 12 = –103.5 dBc/Hz

　　參考雜散將出現在偏離載波6.4MHz的頻率上，量值很小(-90dBc)，這是因為(a)4分頻電路對應12dB的衰減，以及(b)——由 于這是固定頻率的LO——環路帶寬可以變得很小(例如20kHz)。簡單地施加一路20dB/十倍頻程的衰減，將可以進一步衰減寄生分量。

　　在200kHz、400kHz、600kHz和800kHz處將不存在參考雜散，而鎖定時間也不成問題，因為在頻率固定的RF電路中無需進行任何調諧操作。

　　調諧作用的IF電路

　　我們繼續討論DCS1800實例，圖2示出了一種可調諧的IF電路，其調節范圍從285MHz到380MHz，步進為200kHz。為了實現此功 能，PFD頻率選用為3.2MHz ，相應產生的初始LO信號可以從4560變化到5760MHz，調諧的步進為3.2MHz。對這些頻率進行16分頻，就可以獲得所需要的 285MHz～360MHz、步進為200kHz的信號。

　　可調諧的IF電路在最差情形下的位相噪聲為：

　　–219 + 20 log 1800 + 10 log (3.2 × 106) – 20 log 16 = –219 + 65 + 65 – 24 = –113 dBc/Hz

　　參考雜散將出現在偏離載波3.2MHz處。通過選擇500kHz的環路帶寬， 在3.2MHz的雜散將低于-90dBc。在一個DSC系統中，參考雜散件小的的重要頻率點是200kHz、400kHz、600kHz和800kHz。 不過在我們所提出的配置中，這些頻率點上并不存在寄生分量，因為我們選用的PFD工作頻率高達3.2MHz。

　　在環路帶寬設定為500kHz， PFD頻率為3.2MHz時，系統可以在10 µs以內完成鎖相操作，且偏差在10°以內。圖3所示的是頻率鎖定的響應特性。

　　圖3 可調諧的IF電路鎖定時間

　　濾波方面的考慮

　　上述的兩種架構實質上都屬于超外差，采用了兩級下變頻電路。在每一級電路中，濾波都有著關鍵性影響。

　　在圖1中，位于LNA之前的RF濾波器可以抑制很強的帶外干擾，IF濾波器可以選用窄帶(在GSM體制中可以為200kHz)來抑制帶內干擾。

　　在圖2中，RF濾波器與圖1中所示的相同。不過，圖2中的IF濾波器不能采用窄帶的。它必須能覆蓋整個信號帶寬，因為調諧是在其后才發生的。這意味 著，帶內干擾信號將在信號鏈后面的基帶處理中濾除。ADI可以提供若干種IF到基帶的接收機，包括AD6650、AD6652、AD9870和 AD9874。在使用如圖2所示的架構時，應該仔細考慮這些器件的選用。

　　結論

　　讓PLL的內核以更高的PFD頻率工作(最終的LO頻率的整數倍)可以改善相位噪聲、輸出參考雜散和鎖定時間性能。另外，可調諧的IF架構可以提供更高的性能，因為其倍頻可以采用更高的整數倍。不過，需要精心考慮濾波方面的需求。

　　本文中所示的例子是針對整數N分頻鎖相環ADF4107的，但這種結構并不僅限于此，采用小數N分頻體系結構，也能實現類似的性能改善。