傳統上，PFC(功率因數校正)離線功率轉換器的設計帶有兩個功率級：第一個功率級通常情況下是一個升壓轉換器，因為此拓撲結構中有連續的輸入電流，可使用乘法器以及平均電流模式控制進行改變，以獲得近乎一致的功率因數 (PF)。不過，升壓轉換器要求有比輸入更高的輸出電壓，同時要求一個額外的轉換器將電壓步降到可用水平(見圖 1)。

　　圖 1 兩功率級轉換器的功能結構圖

　　傳統的升壓轉換器有一個固定的輸出電壓，比最大的峰值線電壓要高。盡管如此，我們也不必對它進行調節，因為步降轉換器(2 功率級)可對變量進行調節。只要壓升超過峰值輸入電壓，轉換器就會進行適當調節。使用升壓跟隨器對線電壓的變化進行跟蹤響應有著許多好處，比如縮小的升壓電感器尺寸，以及在峰值線電壓較低時更低的開關損耗。

　　圖 2 升壓跟隨器和傳統 PFC 預調節器的輸出電壓如何對 Vin(t) 進行跟蹤

　　升壓電感 (L)

　　對升壓電感的選擇是根據最低峰值線電壓為 (Vin(min) 、占空比 (D) 為最大時所允許的最大紋波電流 (ΔI) 而定的。以下方程用于計算每一類(傳統或跟隨器型)預調節器功率級中的電感。ΔI 為峰值輸入電流的 20%[5];Pout 為最大輸出功率;而 Vout (min) 則為最小升壓輸出電壓。這些方程表明，在輸入電壓范圍較大時，升壓跟隨器拓撲結構中的電感會小很多。

　　例如，若要在具有 85V～265V 寬泛輸入范圍的 250W 應用中，跟蹤輸入電壓的輸出電壓范圍為 206V～390V 時，使用上述的方程對升壓跟隨器拓撲的電感進行計算，將需要 570 μH 的電感。同樣的條件下，對傳統的 390V 固定直流輸出拓撲而言，則需要 1mH 的電感。

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　　升壓開關損耗

　　以下方程計算了升壓 FET 中的功率損耗 (PQ1) [3][5]，并表明相對于傳統 PFC 而言，當線電壓較低時，寄生 FET 的電容損耗 (PCOSS) 以及 FET 的轉換損耗 (PFET_TR) 在升壓跟隨器 PFC 中會小很多。這是因為線電壓較低時輸出電壓 (Vout(min)) 在升壓跟隨器 PFC 中會小很多，從而減少了整體的開關損耗。

　　例如，一款 IRFP450 HEXFET(同樣的條件應用于升壓電感)的功率損耗在升壓跟隨器中為 11.5W，而在傳統的調節器中的功率損耗則為 19.5W，也就是說在線電壓較低時，升壓跟隨器的效率高出大約 3%。

　　圖 3 升壓跟隨器型 PFC 與傳統 PFC 的實驗室結果比較

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　　升壓 FET 散熱片尺寸的縮小

　　升壓 FET 散熱片尺寸的計算在輸入電壓最低時進行，因為此時 FET 功率損耗最高。以下方程可用于計算傳統或跟隨器型要求的散熱片 (Rθsa) 的最小熱阻。其中，Tjmax 為最高的結溫，Tamb 為最高的環境溫度，Rθjc 為半導體接面至外殼的熱阻，而 Rθsc 則為散熱片到外殼的熱阻抗。

　　通過該方程我們可以看到，由于 FET 功率損耗 (P_semi) 減少并且熱阻抗上升，因此要求的散熱片尺寸縮小——這是升壓跟隨器相對傳統拓撲的又一好處。通過升壓開關損耗部分已計算得出的功率損耗，我們可以選擇升壓跟隨器和傳統 PFC 預調節器的散熱片，以更明顯地看到升壓跟隨器的這一優點。對傳統拓撲或跟隨器型拓撲的設計要求是 Tjmax 不能超過 FET 最大額定溫度的 75%，而 Tamb 則通過線性速度為 150 英尺/分的風扇維持在 40