只用一個PIN二極管可進一步簡化該電路，但這樣做沒有任何好處，因為SOT-23或SOT-323表面貼的二極管對和單個二極管的占位空間是一樣的，而價格上的差別可忽略不計。

　　為*估LNA/開關的性能，在以前為非旁路LNA應用設計的電路板上搭建了一個原型。該PCB由Rogers公司的RO4350B層壓材料組成，當頻率為10GHz是，z方向的介電常數是3.48。將該PIN二極管與其相關的偏置元件直接焊在早先就存在于PCB上的元器件的引腳/焊盤上。兩個1N5719 軸向玻璃二極管被用作D1的開關元件。在后來的PCB布局中，將用SOT封裝的PIN二極管對(HSMP-3893/E型)取代這些二極管。

　　在我們關注的頻率范圍內，該LNA的中位數增益為19.8dB±1.3dB(圖6(a))。借助隔直電容C2的高通響應,對頻率低于200MHz信號進行適度衰減，保證了頻率響應的平坦。高頻端增益的滾降與MMIC的特點一致，且可能源自于未偏置PIN二極管的寄生電容的負反饋。

　　在旁路模式，在整個頻譜范圍內，電路具有3.8到4.5dB的衰減(圖6(a))。該模式下的損耗主要來自PIN二極管的寄生串聯電感。PCB的耗散、FET的FET終端阻抗以及電阻R4的寄生并聯電容對旁路模式的損耗有一些影響。不過，旁路模式損耗被很好地控制在客戶規范限定的-5dB水平內，所以目前在試圖進一步降低旁路損耗。

　　當在特定頻率范圍內對旁通模式進行*估時，輸入和輸出回波損耗表現一貫良好(低于17dB)。無偏置FET的柵極和漏極與開環電路的近似程度是影響回波損耗的主要因素。當LNA工作時，返回損耗性能并沒有這樣好，此時在最低頻率下的最壞情況是輸出返回損耗等于7dB。低于70MHz頻率時，差的輸出回波損耗表現是由小數值電容C2引起的，它是對更好頻率響應的一種折衷。

　　圖7(a)比較了帶或不帶鐵氧體磁珠電感L1的LNA噪聲指標。若沒有L1，則無法滿足目標噪聲規范(不高于1.3dB)。通過曲線對比，可以推測R3的寄生電容對信號損耗有0.3~0.6dB的影響，從而將噪聲同樣增加了0.3~0.6dB。若使用L1，帶內噪聲指標會有更多變化(從0.2dB上升到0.5dB)，但這并不重要。這些變化可能來自于隨頻率增加、鐵氧體磁珠越來越弱的扼流能力，特別是對從根據制造商提供的性能圖表推測出的約100MHz以上的自諧振頻率(SRF)來說更是如此。

　　在移動電視頻帶范圍內，采用-20dBm的雙音輸入功率水平將該LNA的輸出三階交調截取點(OIP3)作為若干均勻分布的頻點實施了測量。通過減去從OIP3數據測得的增益，對IIP3進行了計算。OIP3不低于30.3dBm，在頻帶內的最大增益變異是0.8dB(圖7(b))。線性比數據表上的標稱值(20dBm)有10dB的改善，該改進可歸功于設計采用的更高Ids。

　　該LNA/開關設計滿足了其目標規范且顯示出具有巨大的改進潛能。例如，可通過用SRF更高的鐵氧體磁珠電感替代目前所用的產品來改善噪聲性能。