嵌入溫度電路設計
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簡單的熱敏電阻方案
最簡單的方案應該使溫度傳感器盡可能的靠近微控制器。圖3是熱敏電阻測溫電路，圖中與標準薄膜電阻器并聯的熱敏電阻用做溫度感測元件。這種并聯組合在50C范圍內具有±1.50C誤差的線性性能。圖3中RNTC||RPAR和CINT的R/C組合的上升時間與RREF和CINT的R/C組合的上升時間之比給出RNTC的被測電阻值。盡管此電路所選擇的微控制器不含內部A/D變換器，但門脈沖輸入閾值電壓與微控制器時鐘組合起來用于計數熱敏電阻和外部電容器的上升時間。熱敏電阻有兩個基本類型：負溫度系數(NTC)和正溫度系數(PTC)型。NTC熱敏電阻最適合于精密溫度測量，PTC熱敏電阻適用開關轉換應用。
利用NTC熱敏電阻的3個不同工作模式來滿足不同應用。一種模式利用感測元件的電阻與溫度特性關系。其他兩種模式利用熱敏電阻的電壓與電流和電流持續時間的特性關系。
NTC熱敏電阻的電阻與溫度關系可用于精密溫度測量、控制和補償。這種模式依賴于工作在零功率條件下的熱敏電阻。這種條件意味著電流或電壓激勵不會影響熱敏電阻的白熱。
熱敏電阻的電阻與RTD元件相比(一般幾百歐姆)是相當高的。熱敏電阻在25C額定值為1kΩ~10MΩ。用軟件或硬件技術或二者組合可以校準NTC熱敏電阻的非線性度。用標準電阻器（如圖3所示）可簡單地實現硬件線性化。在此電路實現中，熱敏電阻與等效電阻器并聯。用PIC12C508執行A/D變換，置GP1和GP2為高阻抗輸入。設置GPO為低態并做為輸出，故放電電容器（CINT）。一旦，CINT完全被放電，則PIC12C508中的碼字改變GPO到高阻抗輸入而GP1到高態做為輸出端口。在這種配置中，GP1傳導電流來充電CINT和并聯電阻RNTC||RPAR的R/C組合。在充電期間，微控制器計數GPO變為高態前的時鐘周期數。在該狀態下測量熱敏電阻網絡的上升時間（tNTC）.一旦GP1和GP2再次設置為輸入，GP0設置為低態和做為輸出端口，則該計數（tNTC）存在存儲器中。此配置放電CINT。當電容器被完全放電時，GP0再次變為輸入，但此時GP2設置為高態并做為輸出。用這種配置，微控制器計數時鐘周期數直到GP0輸入變為高態為止。此新的計數表示RREF/CINT電路的上升時間值。
本文引用地址：http://www.j9360.com/article/150745.htm
圖3中R/C網絡的上升時間是：t=RCln(1-VTH/VDD) (7)
其中：
VTH:控制器輸入門GP0的閾值電壓
VDD:微控制器電源電壓
R:電路中的電阻器
C:電路中的電容器
假定VTH/VDD比是常是，則包含RREF的電路上升時間和包含RNTC||RPAR的電路關系是：
RNTC||RPAR=(tNTC/tREF)RREF (8)
或：
RNTC=( tNTC/RREFRPAR)/()
RPAR值應等于熱敏電阻在50C溫度范圍中間點的值。例如，假若應用具有25C~75C的溫度范圍，則一個10KΩ熱敏電阻在50C為~3.6KΩ。為了線性化該溫度范圍的熱敏電阻，則并聯電阻器（RPAR）應等于3.6KΩ。一旦確定了并聯電阻值，則可很容易地選擇RREF。為使性能最佳，選擇基準電阻器等于與其并聯的額定溫度下NTC熱敏電阻的阻值（RREF=1.8KΩ）。
在此電路中，變換精度不依賴于VDD和GP0端輸入選通閾值。另外，靠比較這兩個類似網絡的時間常數使得電容器漏電和非線性引起的誤差最小。而電容器的值依賴于控制器的處理時間。為了達到最好結果，應該用穩定的、低漏電容器，如用聚丙烯或NPO陶瓷電容器。即使最好的電容器也呈現存儲現象，介質吸收和電容器放電電壓一起確定該剩余電荷的大小。可使這種效應最小的技術是每次放電電容器到同一微調點（VTH）。
結語
在很多應用中，溫度感測元件的特性是要求高的。然而，在另一些應用中，對傳感器元件的要求是不太嚴格的，這使得對傳感器的選擇比較寬。對于這些應用，電子電路設計成為系統設計中的最重要因數。用微控制器和少量簡單模擬元件可設計經濟的相當高精度的測溫系統。（
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